【关键词】开关型直流稳压电源探究电路设计
【中图分类号】G64【文献标识码】A【文章编号】2095-3089（2016）04-0163-02
在电力电子技术的不断发展与技术革新下，开关型直流稳压电源以其自身的工作表现与其可靠性成为我国电力系统中广泛使用的一种设备。在实际应用中，开关型直流稳压电源自重轻，工作内故障低，工作效率高，且其性价比占优势，并具有功耗晓得良好表现。相比于其他开关型电源，开关型稳压电源应用范围广，竞争力强，特别是对于粒子加速器等电源应用范围来说，开关型稳压电源具有着良好的专业性与稳定性。通过对于开关型稳压电源的技术标准研读与相关的影响因素分析，目前此类技术研究区域人员都是采用移相控制桥来对DC/DC变换小信号模式进行开关型稳压电源的电路设计。
1.对于动态小信号模型的相关阐述
对于动态小信号模型来说，不同的模型选取进而得到的设计结果都会存在差异。所以，在模型的选取上，应根据其实际情况进行分析与配置。对于开关电源来说，其本质是作为一个非线性的控制对象在进行工作，如果要对其进行成功的设计与分析，那么在进行指导建模时，应以近似建立在其稳态时的小信号扰动模型为依据。这一思路一方面取决于小信号扰动模式稳态时具有与设计目标相近的工作表现；另一方面也是由于这样的模型对于大范围扰动时的拟态不够精准，会造成相应结论的误差或偏差。基于此，以小信号扰动模型来进行开关型稳压电源的电路设计是保证其最终设计结果满足设计要求的必要条件。
2.开关型稳压电源的相关性能指标
2.1性能指标之稳定性。通过相关数据与实践结果研究表明，在不同的开关型稳压电源系统设计下，会产生不同程度的鲁棒性。而在暂态特性方面，其表现也会相应提高。但对于直流新稳压电源来说，其系统下对于增益余量的要求是大于或等于40dB，对于相位余量的要求则是大于或等于30dB。
2.2性能指标之瞬间响应指标。当开关电源处于非稳定状态下，由于其所受的干扰，输出量会出现相应的抖动现象。且其抖动量会随着其干扰而变化，当干扰停止时，则其最终也会回到稳定值，基于此，在对开关型稳压电源进行这方面的性能指标确定时，是以过冲幅度与动态恢复时间的长短来衡量其系统的动态特性的。在此定义下，瞬态响应指标内容主要是表现为，如果穿越频率越高，则其系统恢复到动态平衡点的时间就越短，另一方面，系统在干扰情况下所表现的过冲幅度与其相位余量呈相关性。
2.3性能指标之电源精度。在电源精度方面，其控制要求严格，一般其最终的电源精度误差需要控制在设计目标的1‰以下，且其纹波不得在1‰以上。考虑到纹波自身的分类有高频与低频两种，而这两种纹波是基于开头频率表现的。如高频纹波就是受到开头频率的影响，必须通过滤波器进行控制。而低频纹波则是受到电网波动的影响，必须通过系统的负反馈来进行控制。
3.关于开关型稳压电源的电路设计
3.1关于系统下的补偿网络与相关相关设计应用。目前来说，对于开关型直流稳压电源系统来说，其补偿网络是通过PI或者PID的算法来设计与制作的。也就是说，PI调节器的主要作用是对抗高频纹波影响，也就是提高系统对于高频干扰能力的抵抗性，但对于PI调节器来说，动态性差的缺点是无法忽视的。目前来说，实际应用中通过引入微分算法后可以有效提高系统的响应速度。但其缺点也显而易见：一方面是由于零点的大量引入直接造成系统对于高频信号的敏感度大幅度提高，放大器在此情况下，很容易产生堵塞现象；另一方面则是当开关纹波的放大倍数得到增大时，放大器也会随之进入非线性区，这结果只会造成整个系统的不稳定。目前来说，对于这些缺陷是以超前滞后的方法来进行补偿的。
3.2关于开关型稳压电源的电路设计原理
3.2.1理想性技术指标如下：（1）输入交流：电压220V（50―60Hz）；（2）输出直流：电压5V，输出电流3A；输入交流电压在180―250V区间变化时，输出电压相对变化量应小于2%；（4）输出电阻R0
3.2.2关于开关型稳压电源的基本工作原理。当线性自流稳压电源处于低频率工作状态下时，那么调整管的工作由于其体积大，则其效率相应低，但当其调整管工作处于开关状态下时，那么其的工作表现就为体积小，效率高。
3.3开关型稳压电源的电路设计探究。从以上论述可以看出，开关型直流稳压电源系统其低功耗的特点是由于晶体管位于开关工作状态下时，对于功率调整管的功耗要求低。特别是对于理想状态下的晶体管来说，当其处于一种截止状态时，晶体管所经过的电流为0，相应的功耗也就为0；另一方面，由于开关型稳压电源系统的穿越频率较高，所以对于电路的动态响应速度得以提高，而且整个系统的响应速度不受低通滤波器的影响；另外，相对于直流470V的电压来说，并环穿越频率远未达到这一频率，输出只为48V，特别是其电压稳定性方式，经过测试，其低频纹波稳定率都在0.996以上，完全满足了设计要求。
4.结语
综上所述，在进行开关型稳压电源的电路设计时，小信号的模型选择是关键点。为了进一步提高开关型稳压电源系统的稳定性，超前滞后网络补偿原理有效地弥补了精度电源的纹波限制高的问题。通过实践也表明，开关型稳压电源的适用性非常强，必将为人们生活提供更好的服务。
参考文献：
[1]汤世俊.浅谈高性能开关型直流稳压电源[J].学术探讨，2011，（10）.
[2]樊思丝.高性能开关型直流稳压电源的设计探究[J].企业技术开发，2011，（03）.
[3]王滔.开关型稳压电源[J].科技风，2012，（11）.
关键词：电源电路；555定时器；延时控制
中图分类号：TM131文献标识码：A
在多媒体教学设备中，投影仪将教学内容清晰直观地呈现给学生，是多媒体教学系统的核心，随着使用人数与频率的增多，一些不规范的操作大大减少了投影仪的使用寿命，尤其是投影仪灯泡的使用寿命。因为投影仪内部为大功率灯泡，长时间工作导致内部温度高，正常情况下，投影仪内部有保护电路，关闭投影仪不切断电源时，其内部的散热风扇会继续运转，其温度降低到一定值时，投影仪才能正式关机。如果投影仪内的风扇因断电而停转，灯泡无法及时将余热散尽，导致灯泡内部发光部分元件的物理强度降低，加剧液晶片和电路的老化，严重的直接导致灯泡爆裂。因此，对投影仪断电保护技术的设计具有一定意义。
1.现状分析与总体设计
目前在多媒体教学系统中的投影仪中除爱普生和松下机型当中，有几款有延时降温保护外，其他机型几乎没有，一般都是依靠中控设备来实现对投影机延时供电，来对投影仪降温冷却，以此达到自动保护投影仪的目的。当有些多媒体教学系统中未配置中控设备时，那投影仪关闭后只能人为等待4分钟左右再切断电源，实际情况是大多数老师在上完课后，认为等4分钟左右的时间太麻烦而直接关闭电源，最后导致灯泡损坏、甚至烧坏液晶板，使投影仪的使用寿命大大降低。大多数高等院校，其多媒体教学系统都在100左右，此错误操作定会带来很大的经济损失（灯泡价格在2500左右），同时又将严重影响教学。因此，设备的使用和维护，如何延长设备的使用寿命，这一工作就显得非常重要。
电路要解决的技术问题是提供一种操作简单、能够在切断电源的情况下，可以延时断电的电源控制电路，需要由电源电路、开关电路、延时电路、继电器执行电路组成。
2.电源电路设计
电源部分采用降压变压器降压，桥式全波整流，7812三端稳压电路稳压输出12V直流供电电压，电源部分原理图如图1所示。
一般7812输入电压Ui大于Uo电压3V～5V，才能保证稳压器工作在线性区。若输入电压太小3V则电路不工作，输入电压太高（最高可达35V）则造成稳压器过热，使用寿命降低，故设计降压变压器选220V降到12V变压器，由桥式整流电路两端输入与输出电压关系Uo=0.9Ui，电容C1上两端电压为Uc1=0.9Ui×1.414≈15.3V，其中Ui=12V。该设计的12V直流电源供电电路三端稳压器工作稳定，使用寿命长。
3.555时基电路功能与设计
555定时器是一种多用途数字与模拟混合集成电路，功能主要由两个比较器决定，两比较器的输出电压控制RS触发器与放电管状态。在电源脚与地脚接入电压后，5脚悬空，则电压比较器C1的同相输入端电压为2/3Vcc，C2的反相输入端电压为1/3Vcc。当触发器输入端TR电压小于1/3Vcc，则比较器C2输出为零，RS触发器置1，输出端3脚为0，放电管截止；当C1比较器输入端电压大于2/3Vcc，同时TR端电压大于1/3Vcc，则C1的输出为0，C2输出为1，RS触发器置1，输出端3脚为低电平，放电管导通。555时基电路主要采用555定时器构成的单稳态触发电路，该部分电路原理图如图2所示。
其工作原理自锁开关S按下并自锁后，2脚和6脚输入电位为0，555电路3脚输出高电平；当自锁开关S再次按下后，自锁弹起，2脚和6脚输入电位由Vi决定，设计中Vi为大于2/3Vcc。
4.系统整体设计
4.1电路组成与作用
该电路要解决的技术问题是提供一种操作简单、能够在切断电源的情况下，可以延时断电的电源控制电路。电路主要由电源电路、时基电路、延时电路、继电器执行电路组成，各电路的作用为：（1）电源电路是将220V交流电转变成12V直流，提供后续电路供电电压；（2）时基电路主要由555集成电路T1构成，利用555集成电路3脚输出电压控制开关三极管Q1、Q2的导通状态；（3）延时电路主要由三极管Q1、Q2，电解电容C6、555集成电路T2组成，其作用S联动开关切断后的延时4分钟后切断投影仪电源；（4）继电器执行电路主要由继电器K与续流二极管组成，其作用是S联动开关切断后，延时指示红色发光二极管LED点亮，表明4分钟后继电器执行电路控制主电源开关K1，切断主电源。
4.2电路设计特征
（1）当自锁开关S1按下后，220V/12V变压器输出12V交流电，经过桥式整流，电容C1、C2滤波后为15V，再经过7812稳压成直流12V输出给555时基电路T1、T2供电。
（2）555电路T1的2脚与6脚相连后与电阻R1、R2、自锁开关S2的一端相连，R1、R2串联分压，555电路T1的2脚与6脚电压取自电阻R2，且R2=3K、R1=1K。
（3）开关三极管Q1、Q2设计为开关状态。
（4）555电路T2的2脚与6脚相连后与电解电容C6正极、自锁开关S3的一端相连。
（5）电解电容C6取值为1000uf/25V，电阻R5为可变电阻，阻值2M，通过开关三极管Q2相连。
设计后的延时断电控制电路原理图如图3所示，电路工作原理如下：
（1）当联动开关S1、S2、S3按下并自锁，J2插座及电路得电，555电路T1的2脚与6脚输入电压为0，小于1/3Vcc，555电路T1的3脚输出高电平，三极管Q1导通导致三极管Q2基极电位为0，三极管Q2截止；同理555电路T2的2脚与6脚输入电压为0，小于1/3Vcc，555电路T2的3脚输出高电平，继电器K1得电，开关K1闭合，延时指示电路LED红灯D1点亮。
（2）当投影仪使用完毕，需要切断电源时，按下联动开关S1、S2、S3，由于电解电容C6两端电压不能突变，其正极仍然是0电位，555电路T2的3脚仍输出高电平，继电器开关仍然吸合，J2插座及电路仍然得电；与此同时555电路T1的2脚与6脚输入电压为9V，大于2/3Vcc（8V），555电路T1的3脚输出低电平，三极管Q1截止，其集电极为高电位，三极管Q2导通，电解电容C6充电，充到电压2/3Vcc（8V）时间约为t=1.1RC，延时时间（3分钟～40分钟），设计中延时时间为5分钟；当C6电压充至大于2/3Vcc（8V）时，555电路T2输出低电平，继电器K失电，开关K1断开，插座J2断电。
结语
电路经过测试，电路运行正常，完全达到预定目标，且该电路具有成本低廉、体积小巧，极大地减少因人为操作不当，导致投影仪快速老化和灯泡爆裂。
参考文献
[1]吴庆州，戴新宇.投影仪专用延时断电插座的制作[J].电子世界，2004（8）：61-62.
[2]王丽卿，刘如春.投影仪强制延时自动断电保护器设计[J].职大学报，2012（4）：69-70.
[3]张振国，张军.投影仪延时保护电路[J].中国教育技术装备，2009（40）：48-49.
>>基于PWM的开关稳压电源的设计开关稳压电源的设计与制作降压型直流开关稳压电源的设计开关式交流稳压电源的设计一种基于UC3842的新型开关稳压电源设计基于单片机的PWM型开关稳压电源设计基于LM5117的降压型直流开关稳压电源设计基于MSP430单片机的开关稳压电源设计基于PLC的单相稳压电源装置设计数控稳压电源的设计PWM开关稳压电源系统设计分析一种新型的复合式开关稳压电源的设计一种高效率的开关稳压电源的设计探讨开关型稳压电源的电路设计降压型直流开关稳压电源的设计与实现基于集成稳压器的可调式直流稳压电源设计基于单片机控制的稳压电源关于直流稳压电源的设计集成直流稳压电源的设计一种可控稳压电源的设计常见问题解答当前所在位置：l.
[2]林涛.数字电子技术[M].北京：清华大学出版社，2006.
[3]林涛.电子技术及其应用基础[M].北京：电子工业出版社，2005.
[4]林涛.模拟电子技术基础[M].重庆：重庆大学出版社，2001.
[5]杨欣.电子设计从零开始[M].北京：清华大学出版社，2005.
[6]邱关源.电路[M].北京：高等教育出版社，1999.
基金项目：部级物理学（师范类）特色专业项目（项目编号：TS12467）;云南省基金（项目编号：2009CD097）;楚雄师范学院大学生创新训练项目。
作者简介：
吴兴洲，现就读于楚雄师范学院物理与电子科学院。
摘要：以uc3842和fqp12n60c为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；uc3842
引言
现应用uc3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为cpu供电的+5v电源误差范围在0.1v，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1设计要求
本电源利用pwm控制技术实现dc-dc转换，通过fqp12n60c的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250v±40%，输出：直流+24v、6a；+5v、2a。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2原理图功能分析与设计过程
基于uc3842和fqp12n60c所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、pwm控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从ac（l）线路进线串联保险丝（f1），起到过流保护作用。从ac（n）线路进线串联热敏电阻（rt110d-9），对接通ac电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（vr1），对接通ac电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容cx1，泄流电阻r5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联x2电容。然后经过整流桥d1整流，在直流侧并联电解电容c10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与电路设计。电阻r1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻r2实现线电压检测。由电阻r6，电容c30，开关管zd1，二极管d88组成简单的rcd箝位电路。达到保护开关管的目的。因而t1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管d3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（ic2）电压及光耦合器（ic1）决定。电阻r9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5v输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132khz模式下。输入：直流250v±40%，输出：+24v、6a；+5v、2a。
（2）功率计算。
p=24×6×1+5×2×1=154w（1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
sj=0.15■=2.01cm2（2）
p1=■=■=181.18w（3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯eer40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于eer40的磁芯，振幅取其一半bac=0.195t。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中d为占空比，vs为原边输入电压，vor为原边感应电压。d=■本文选定占空比d=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5v，考虑到整流管的压降0.7v以及绕组压降0.6v。则副边+5v电压值：v2=（5+0.7+0.6）v=6.3v。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5v副边绕组匝数为：n5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到e型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5v副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持v-s值相等。由此可得：+24v副边绕组匝数为：n24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。ns=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mh），根据lp=vs■则全周期ts的平均输入电流is=■=■=1a。
相应的im=■=2a，ip1=■=1a。
ip2=3ip1=3a在ton期间电流变化量i=ip2-ip1=2a，lp=vs■=150×■=0.56mh。所以电感系数al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的al=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分bdc。根据公式计算可以得到：bdc=?滋h=185mt
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值bmax=?滋h=■+bdc=282.5mt，而从磁性材料曲线可知bs=390mt，故工作时留有余量，设计通过。
（1、烟台德尔自控技术有限公司，山东烟台2640062、沈阳工业大学，辽宁沈阳110178）
摘要：以uc3842和fqp12n60c为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；uc3842
引言
现应用uc3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为cpu供电的+5v电源误差范围在0.1v，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1设计要求
本电源利用pwm控制技术实现dc-dc转换，通过fqp12n60c的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250v±40%，输出：直流+24v、6a；+5v、2a。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2原理图功能分析与设计过程
基于uc3842和fqp12n60c所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、pwm控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从ac（l）线路进线串联保险丝（f1），起到过流保护作用。从ac（n）线路进线串联热敏电阻（rt110d-9），对接通ac电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（vr1），对接通ac电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容cx1，泄流电阻r5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联x2电容。然后经过整流桥d1整流，在直流侧并联电解电容c10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与电路设计。电阻r1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻r2实现线电压检测。由电阻r6，电容c30，开关管zd1，二极管d88组成简单的rcd箝位电路。达到保护开关管的目的。因而t1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管d3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（ic2）电压及光耦合器（ic1）决定。电阻r9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5v输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132khz模式下。输入：直流250v±40%，输出：+24v、6a；+5v、2a。
（2）功率计算。
p=24×6×1+5×2×1=154w（1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
sj=0.15■=2.01cm2（2）
p1=■=■=181.18w（3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯eer40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于eer40的磁芯，振幅取其一半bac=0.195t。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中d为占空比，vs为原边输入电压，vor为原边感应电压。d=■本文选定占空比d=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5v，考虑到整流管的压降0.7v以及绕组压降0.6v。则副边+5v电压值：v2=（5+0.7+0.6）v=6.3v。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5v副边绕组匝数为：n5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到e型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5v副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持v-s值相等。由此可得：+24v副边绕组匝数为：n24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。ns=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mh），根据lp=vs■则全周期ts的平均输入电流is=■=■=1a。
相应的im=■=2a，ip1=■=1a。
ip2=3ip1=3a在ton期间电流变化量i=ip2-ip1=2a，lp=vs■=150×■=0.56mh。所以电感系数al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的al=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分bdc。根据公式计算可以得到：bdc=?滋h=185mt
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值bmax=?滋h=■+bdc=282.5mt，而从磁性材料曲线可知bs=390mt，故工作时留有余量，设计通过。
3结论
24v输出电压波形
参考文献
[1]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[m].第一版.北京：电子工业出版社，1999，7.
[2]赵书红，谢吉华，曹曦.一种基于topswitch的变频器开关电源[j].电气传动，2007，26（9）：76-80.3结论
24v输出电压波形
参考文献
【关键词】电力仪表开关电源TOP260EN
中图分类号：F407.61文献标识码：A文章编号：
随着电力仪表测量精度的不断提高以及体积越来越小，传统的线性电源虽然设计简单方便，使用的器件较少，纹波能满足仪表设计的要求，但是要求输出功能变大时，变压器的体积是很多工程师棘手的问题，而且成本也随之增加。开关电源体积小、宽输入电压，而且使用合适的元器件，合理的PCB布线，同样也能输出较好的纹波，价格上也可以接近线性电源，甚至更低。本文基于TOP260EN对电力仪表的开关进行了简单的设计。
一、TOPSwitch-HX系列芯片介绍
1、芯片性能特点
TOPSwitch-HX系列芯片是美国PowerIntegrations公司最新推出的一组开关电源集成芯片。它将高压功率MOSFET、PWM控制器、故障保护电路以及其他控制电路集成到单个CMOS芯片中，具备过压、欠压、过流、过热保护、远程控制等众多功能。它广泛地应用于中小功率开关电源中，使电源损耗更少、电磁干扰更少、体积更小、效率更高、可靠性更高。TOPSwitch-HX系列产品具有以下显著特点：
(1)将脉宽调制(PWM)控制系统的全部功能集成到三端芯片中，内含脉宽调制器、功率开关场效应管(MOS-FET)、自动偏置电路、保护电路、高压启动电路和环路补偿电路，通过高频变压器使输出端与电网完全隔离，真正实现了无工频变压器、隔离式开关电源的单片集成化，使用安全可靠。
(2)采用漏极开路输出，并利用控制极反馈电流IC来线性调节占空比实现AC/DC变换的，即属于电流控制型单片开关电源。
(3)输入交流电压和频率的范围极宽。作固定电压输入时，可选110V/115V/230V交流电，允许变化±15%。在宽电压范围输入时，适配85~265V交流电，但输出功率峰值POM要比前者降低40%。
(4)它只有三个引出端，能以最简方式构成无工频变压器的单端反激式开关电源。开关频率的典型值为100kHz，允许范围是90k~110kHz，占空比调节范围是1.7%~67%。
(5)电路简单，电磁干扰小，成本低廉。由于芯片本身功耗很低，电源效率可达80%左右，最高可达90%
2、芯片内部结构图和引脚功能
TOPSwitch-HX封装主要分为Y封装、E封装、L封装、M封装、P和G封装。现以图1(a)所示的E封装内部结构图来说明TOPSwitch-HX系列芯片的结构特点，其主要由以下几部分组成：(1)控制电压源；(2)带隙基准电压源；(3)频率抖动振荡器；(4)并联调整器/误差放大器；(5)脉宽调制器(含PWM调制器和触发器)；(6)过电流比较器；(7)门驱动级和输出级；(8)具有滞后特性的过热保护电路；(9)关断/自动重启动电路；(10)高压电流源；(11)软启动电路；(12)输入过压、欠压检测及保护电路；(13)电流极限调节器；(14)线路检测器；(15)线路检测端和极限电流设定端的内部电路；(16)停止逻辑；(17)开启电压为1V的电压比较器。
（a）内部结构图
（b）引脚排列图
图1TOPSwitch-HXE型封装的内部结构图和引脚排列图
本次设计选用E封装的TOPSwitch-HX芯片，其
引脚排列如图1(b)所示，引脚功能如下。
漏极引脚(D)：MOSFET漏极引脚，通过内部高压电流源为内部电路提供启动偏置电流。
控制引脚(C)：误差放大器及反馈电流的输入脚，与内部并联调整器相连接，可控制占空比。
极限电流设定端引脚(X)：用于对外部电流设定调整，在此端接上不同的电阻，可使开关电流设定为不同的数值。连接至源极引脚(S)则禁用此引脚的所有功能。
电压监测引脚(V)：是过压(OV)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、输出过压保护(OVP)、远程开/关和器件重置的输入引脚。连接至源极(S)引脚则禁用此引脚的所有功能。
源极引脚(S)：源极连接点，用于高压功率的回路。它也是初级控制电路的公共点及参考点。频率引脚(F)：用于选择开关频率的输入引脚，如果连接到源极(S)引脚则开关频率为132kHz，连接到控制引脚(C)则开关频率为66kHz。
二、辅助电源的设计
1、设计要求
超声波发生器对辅助电源的要求是：可靠、稳定、小型、高效率；交流输入电压为85~265VAC；适应负载在较大范围变化；自保护功能齐全。设计技术指标如下，输入电压：85~265VAC(50Hz)；输出电压和电流：3路共地，20V/2A，12V/1A，5V/1A；1路独立地5V/1A；输出电压纹波：≤1%；电源效率η：≥75%；电压调整率SV：±1%；负载调整率SI：±1%。
2、电路设计及工作原理
(1)开关电源集成芯片的选取
由设计要求，可确定电源工作方式为反激式，可计算出电源输出总功率P为62W(P=20×2+12×1+5×1×2=62W)。考虑到设计时需要留有一定裕量，为此可选用TOP260EN芯片，其最大输出功率为93W(适配器模式)。以TOP260EN为核心设计的辅助电源如图2所示。
图2辅助电源原理图
(2)EMI滤波电路与输入整流滤波电路设计
电容C1、C6和电感L1、L2组成EMI滤波电路，其中C6能滤除变压器一次、二次绕组耦合电容产生的共模干扰。桥块BR1和电容C2、C4组成一次整流滤波电路，其中C4为开关电源提供去耦，从而降低差模干扰，C2可确保低纹波直流电流进入反激式转换器级，C2的容量可依照经验来取值，可取容量为120μF、耐压为400V的电解电容。
(3)TOP260EN电路的设计
为了减小变压器和电源的体积，将引脚(F)与引脚(S)短接，使TOP260EN工作在开关频率为132kHz的全频方式。电阻R5、R6和R7用来限制功率，保证在输入电压波动时维持相对恒定的过载功率。将引脚(V)与直流电压输入端之间接入线电压检测电阻R(R=R3+R4)，可为TOP260EN提供线电压前馈信号，一方面保证在直流输入电压下降到100V时，输出没有干扰，实现欠压检测功能；另一方面保证在直流输入电压升至450V以上且电压恢复正常值以前时，使TOP260EN停止工作，防止器件损坏，实现过压检测功能。线电压检测电阻R可由式(1)和式(2)确定为4MΩ。
UUV=IUVR（1）
UOV=IOVR（2）
式中：UUV、UOV、IUV、IOV分别为TOP260EN的欠压、过压、欠压电流、过压电流，其数值分别为100V、450V、25μA、112.5μA。
为了吸收TOP260EN关断时高频变压器一次绕组漏感产生的尖峰电压，以保护MOSFET不受损坏，设计了一个由R8、R9、C5、VR1、D1构成的高效率箝位电路，使漏感中的能量大部分消耗在R8、R9上；同时，通过VR1可将电压箝位在限定范围内，使电源在开启和过载情况下均能满足要求。VR1选用箝位电压为180V的瞬态电压抑制器，D1选用反向耐压为600V的超快恢复二极管。
(4)变压器设计
高频变压器是开关电源的核心元件，在电路中兼有能量转换、电压变换、限流和隔离作用，是整个设计中的难点和关键。在设计和制作时，对磁芯材料的选择、磁芯与线圈的结构、绕制工艺等都要有周密考虑。为了合理选择变压器的磁芯，确定初级、次级线圈的线径、匝数及气隙等参数，本设计选用开关电源专用设计软件PI-Expert来计算变压器参数。磁芯选择：磁芯材料NC-2H，磁芯类型EE35，相关参BW=15.70mm，ML=0mm，MR=0mm，AE=101.40mm2，ALG=324nH/T2，BM=219mT，BP=303mT，BAC=56mT；气隙：LG=0.379mm；初级线圈电感量LP=230μH，初级匝数NP为27.3匝(实际取28匝)，初级线径为AWG25(0.45mm)，2股并绕，初级漏感LL为6.3μH；反馈绕组匝数NB为6匝，反馈绕组线径为AWG25(0.45mm)，2股并绕；次级20V/2A绕组匝数为3匝，线径为AWG25(0.45mm)，2股并绕；次级12V/1A绕组匝数为2匝，线径为AWG25(0.45mm)，3股并绕；5V/1A绕组匝数为2匝，线径为AWG25(0.45mm)，4股并绕；5V/1A绕组匝数为2匝，线径为AWG25(0.45mm)。软件给出的参数都是经过一定优化得到的，故实际设计中优先选用这些推荐参数，实践证明这样做是合理且高效的。
(5)输出整流滤波电路的设计
高频变压器的二次侧输出电压经二极管D2~D5整流后，由电解电容C13~C16滤波，再经电感L3~L6低通滤波后送给电解电容C17~C20，进一步降低直流电压的交流纹波后向负载输出。设计时，要选用等效串联电阻很小的输出滤波电容，以避免因电容损耗增大而引起的电源可靠性降低。
(6)反馈控制电路的设计
电源能否稳定地工作在额定范围内，反馈控制电路的设计是很重要的。设计中，对于精度要求较高的5V输出，采用线性光耦LTY817C和三端精密稳压器LM431等元件组成电气隔离式反馈电路，其工作原理是：变压器次级偏置绕组的输出电压经过D6、C11整流滤波后给LTY817C中的接收管U2B提供偏置电压，5V输出经电阻分压器R17、R18获得取样电压，与LM431中的2.5V基准电压相比较后产生误差电压，使LTY817C中发光二极管的工作电流产生相应变化，再通过LTY817C隔离放大去改变控制引脚(C)的电流，从而调节TOP260EN的输出占空比，达到输出5V电压稳定的目的。其中R16为限流电阻，推荐值R16=100Ω；电阻分压器R18典型值为10kΩ，R17阻值可根据式(4)确定为10kΩ。
R17=10×(5-2.5)/2.5(kΩ)(4)
C8为控制端的旁路电容；C9与R15一起构成尖峰电压滤波器，使偏置电压在负载较重时能保持恒定；C21为软启动电容；C22和R19构成控制回路的补偿元件；另外，本设计还通过VR2、R12、D7、VR3、R20、U3、R13、D8等器件实现可选次级侧过压保护功能。如果某元件出现故障而导致反馈环路开环，偏置绕组电压将会上升，此时VR2将击穿并通过R12、D7触发引脚(V)而启动过压保护；同时，输出端的电压过高将导致VR3击穿，并使流经R20和U3A中电流增加，进而使U3B中的电流产生相应变化并经R13和D7触发引脚(V)而启动过压保护。
结束语
本文采用TOP260EN研制了一款单片开关电源，论文给出了电路各部分的详细设计方法，并进行了参数计算，通过实测结果分析，验证了理论的可行性，并且产品作为辅助电源应用于某项目中，取得了很好的效果。
参考文献
[1]闫群民，马永翔.基于TOP225Y的双输出开关电源设计[J].电源技术应用.2008(07)
嵌入式控制系统的MCU一般都需要一个稳定的工作电压才能可靠工作。而设计者多习惯采用线性稳压器件（如78__系列三端稳压器件）作为电压调节和稳压器件来将较高的直流电压转变MCU所需的工作电压。这种线性稳压电源的线性调整工作方式在工作中会大的“热损失”（其值为V压降×I负荷），其工作效率仅为30%～50%[1]。加之工作在高粉尘等恶劣环境下往往将嵌入式工业控制系统置于密闭容器内的聚集也加剧了MCU的恶劣工况，从而使嵌入式控制系统的稳定性能变得更差。
而开关电源调节器件则以完全导通或关断的方式工作。因此，工作时要么是大电流流过低导通电压的开关管、要么是完全截止无电流流过。因此，开关稳压电源的功耗极低，其平均工作效率可达70%～90%[1]。在相同电压降的条件下，开关电源调节器件与线性稳压器件相比具有少得多的“热损失”。因此，开关稳压电源可大大减少散热片体积和PCB板的面积，甚至在大多数情况下不需要加装散热片，从而减少了对MCU工作环境的有害影响。
采用开关稳压电源来替代线性稳压电源作为MCU电源的另一个优势是：开关管的高频通断特性以及串联滤波电感的使用对来自于电源的高频干扰具有较强的抑制作用。此外，由于开关稳压电源“热损失”的减少，设计时还可提高稳压电源的输入电压，这有助于提高交流电压抗跌落干扰的能力。
LM2576系列开关稳压集成电路是线性三端稳压器件（如78__系列端稳压集成电路）的替代品，它具有可靠的工作性能、较高的工作效率和较强的输出电流驱动能力，从而为MCU的稳定、可靠工作提供了强有力的保证。
1LM2576简介
LM2576系列是美国国家半导体公司生产的3A电流输出降压开关型集成稳压电路，它内含固定频率振荡器（52kHz）和基准稳压器（1.23V），并具有完善的保护电路，包括电流限制及热关断电路等，利用该器件只需极少的器件便可构成高效稳压电路。LM2576系列包括LM2576（最高输入电压40V）及LM2576HV（最高输入电压60V）二个系列。各系列产品均提供有3.3V（-3.3）、5V（-5.0）、12V（-12）、15V（-15）及可调（-ADJ）等多个电压档次产品。此外，该芯片还提供了工作状态的外部控制引脚。
LM2576系列开关稳压集成电路的主要特性如下[2]：
最大输出电流：3A；
最高输入电压：LM2576为40V，LM2576HV为60V；
输出电压：3.3V、5V、12V、15V和ADJ（可调）等可选；
振东频率：52kHz；
转换效率：75%～88%（不同电压输出时的效率不同）；
控制方式：PWM；
工作温度范围：-40℃～+125℃
工作模式：低功耗/正常两种模式可外部控制；
工作模式控制：TTL电平兼容；
所需外部元件：仅四个（不可调）或六个（可调）；
器件保护：热关断及电流限制；
封装形式：TO-220或TO-263。
LM2576的内部框图如图1所示，该框图的引脚定义对应于五脚TO-220封装形式。
LM2576内部包含52kHz振荡器、1.23V基准稳压电路、热关断电路、电流限制电路、放大器、比较器及内部稳压电路等。为了产生不同的输出电压，通常将比较器的负端接基准电压（1.23V），正端接分压电阻网络，这样可根据输出电压的不同选定不同的阻值，其中R1=1kΩ（可调-ADJ时开路），R2分别为1.7kΩ（3.3V）、3.1kΩ（5V）、8.84kΩ（12V）、11.3kΩ（15V）和0（-ADJ），上述电阻依据型号不同已在芯片内部做了精确调整，因而无需使用者考虑。将输出电压分压电阻网络的输出同内部基准稳压值1.23V进行比较，若电压有偏差，则可用放大器控制内部振荡器的输出占空比，从而使输出电压保持稳定。
由图1及LM2576系列开关稳压集成电路的特性可以看出，以LM2576为核心的开关稳压电源完全可以取代三端稳压器件构成的MCU稳压电源。
2LM2576应用举例
2.1基本应用设计
由LM2576构成的基本稳压电路仅需四个器件，其电路如图2所示。
电感L1的选择要根据LM2576的输出电压、最大输入电压、最大负载电流等参数选择，首先，依据如下公式计算出电压·微秒常数（E·T）：
E·T=（Vin-Vout）×Vout/Vin×1000/f(1)
上式中，Vin是LM2576的最大输入电压、Vout是LM2576的输出电压、?是LM2576的工作振荡频率值（52kHz）。E·T确定之后，就可参照参考文献[2]所提供的相应的电压·微秒常数和负载电流曲线来查找所需的电感值了。
该电路中的输入电容C2一般应大于或等于100μF，安装时要求尽量靠近LM2576的输入引脚，其耐压值应与最大输入电压值相匹配。而输出电容C1的值应依据下式进行计算（单位μF）：
C≥13300Vin/Vout×L（2）
上式中，Vin是LM2576的最大输入电压、Vout是LM2576的输出电压、L是经计算并查表选出的电感L1的值，其单位是μH。电容C铁耐压值应大于额定输出电压的1.5～2倍。对于5V电压输出而言，推荐使用耐压值为16V的电容器。
二极管D1的额定电流值应大于最大负载电流的1.2倍，考虑到负载短路的情况，二极管的额定电流值应大于LM2576的最大电流限制。二极管的反向电压应大于最大输入电压的1.25倍。参考文献[2]中推荐使用1N582x系列的肖特基二极管。
Vin的选择应考虑交流电压最低跌落值（Vac-min）所对应的LM2576输入电压值及LM2576的最小输入允许电压值Vmin(以5V电压输出为例，该值为8V)，因此，Vin可依据下式计算：
Vin≥（220Vmin/Vac-min）
如果交流电压最低允许跌落30%（Vac-min=154V）、LM2576的电压输出为5V（Vmin=8V），则当Vac=220V时，LM2576的输入直流电压应大于11.5V，通常可选为12V。
2.2工作模式可控应用设计
LM2576的5脚输入电平可用于控制LM2576的工作状态。5脚输入电平与TTL电平兼容。当输入为低电平时，LM2576正常工作；当输入为高电平时，LM2576停止输出并进入低功耗状态。图3是LM2576的工作模式可控电路原理图。
图3中，下拉电阻R2可保证MCU-CON控制端为低时LM2576的正常工作，其值为1～10kΩ。MCU-CON的控制端信号来自MCU，该端为高电平时，LM2576停止输出，系统进入低功耗状态。开关K的闭合会使LM2576重新工作。R1的选择与R2的阻值有关，设计时保证当MCU-CON控制端为高电平且K闭合时，R1不至于因过流而损坏MCU的输出控制端。同样，当MCU-CON控制端为高电平且K断开时，应保证R2上的分压大于TTL高电平的最小值（2V）。
图4
2.3与线性稳压器件的配合设计
较高的输出电压纹波（一般大于20mV）是开关稳压电源设计中不可回避的问题。在某些对电源纹波电压有特殊要求的场合（如MCU内部有高精度A/D转换器等），可采用
开关稳压电源来提高稳压电源的工作效率或采用线性稳压电源来降低稳压电源的输出纹波电压。因此，采用开关稳压电源与线性稳压电源相结合的形式可为有特殊要求的MCU供电提供一种更好的方法。图4是低纹波输出电压稳压电路原理图。图4中的前半部类似于图2，为了提稳压电源的整体工作效率，当IC2采用7805时，由于7805的最小输入电压为7.5V，因此，图4中的开关稳压集成电路采用了可调节输出芯片（LM2576-ADJ），图中，开关稳压集成电路的输出电压Vort与R1和R2的关系如下：
Vort=1.23×（1+R2/R1）