关键词：光伏发电；锂电储能；混合供电管理；双向逆变
Abstract：Inrecentyears，Thephotovoltaicpowergenerationhasbecomeanimportantformofdistributedgeneration，Step-by-stepintothecivilian。Inordertomeetthefamily，Focusesontheuseofphotovoltaicpowergenerationsystem，Lithiumenergystoragesystems，Dischargemanagementsystem，Usersideofthepowersituation，Cityofelectricalinterventionandcontrolmanagementsystemintegratedtherundesigncontent。ByPhotovoltaicpower、Thefriendlyinterventionofelectrical，storageofenergystoragesystemsandhomepowergrid，ToachievethephotovoltaicandMainscomplementarysupportload，Effectivelyplaytheenergy-savingeffect。
Keywords：photovoltaicpowergeneration；lithiumenergystorage；amixedsupplymanagement；bidirectionalinverter
中图分类号：S611文献标识码：A文章编号：
0引言
太阳能具有资源丰富、开发方便、清洁无污染等优点，光伏发电作为太阳能发电的主要应用形式，已成为一种重要的分布式发电技术。随着光伏、风电等可再生能源发电技术的发展，分布式发电日渐成为满足负荷增长需求、提高能源综合利用效率、提高供电可靠性的一种有效途径，并在配电网中得到广泛的应用。
但分布式发电的大规模渗透也产生了一些负面影响，如单机接入成本较高、控制复杂、对大系统的电压和频率存在冲击等。这限制了分布式发电的运行方式，削弱了其优势和潜能。混合动力型系统设计为发电技术及可再生能源发电技术的整合和利用提供了灵活、高效的平台。
光伏发电受光照和温度等外界条件的影响较大，其功率输出具有较强的波动性与间歇性，给电能质量和电网调度带来了很大的挑战，因此在家庭应用中配备一定的储能装置组成光伏-蓄电池混合发电系统，改善系统动态和静态特性特性。
本文首先介绍含锂电池储能的光伏发电和市电混合供电设计系统的详细方案，其特征是：
集光伏、市电和锰酸锂电池供电为一体；具有逻辑控制功能；逆变输出纯正的正弦波；同时具有电压调整功能，输出电压稳定可靠。通过光伏发电、储能和市电控制管理系统研究和设计，完成独立光伏储能发电接入工程总体技术方案，为实现绿色光伏电源无障碍介入提供技术指导。
1总体方案设计
光伏发电阵列通过充电控制连接锂电储能系统，锂电储能经由一个双向DC/DC换流器通过充放电系统接入逆变单元，同时连接市电。市电输出控制电路和隔离逆变都连接AC输出接口。该系统以光伏发电用电为主，光伏发电不足时由市电介入，在没有市电和光伏发电不足时采用蓄电逆变支持负载工作的先后顺序。
2光伏发电系统设计
2.1光伏电池阵列设计
系统的光伏组件选用功率为195Wp的单晶硅太阳电池组件，工作电压约为36.5V，开路电压约为41V。根据家庭用电情况满足室内照明、冰箱、电视、电脑等用电设备。系统电压DC48V，双向逆变器功率为2KW，光伏方阵为4块195Wp组件，采用2串2并方式连接。
光伏电池是光伏发电系统中最基本的电能产生单元，单体电池的输出功率较小，需经串并联形成光伏阵列以获得较高的输出电压和较大的输出功率。
太阳电池的输出特性
光伏性能图
3蓄电系统设计
3.1储能装置选择
综合比较各种储能技术在新能源发电领域的应用特点，锂电池作为新型绿色储能产品，具有寿命长、体积小、容量大等特点，在该项目中我们选用锰酸锂电池，在功率配比、循环使用寿命、使用费用等各个方面，均比较适合本项目的设计要求。
3.2储能装置充放电系统
对于储能系统，设计采用双向逆变器实现光伏发电、锂电池储能系统与市电的能量交互。双向逆变器采用逆变/充电一体机可以实现纯正弦波输出交流电压，以及在交流逆变器中集合了蓄电池充电功能、交流自动切换开关等。该储能系统配置的监控系统监控范围覆盖充电电流、蓄电池容量等各方面。充、放电电流实时测量，系统同时实时监控电压值，以保证系统运行在最佳状态下，延长系统使用时间。
4市电接入及控制管理系统设计
4.1市电介入工作模式
该工作模式为当光伏不处于发电状态或光伏发电不能满足负载用电时，由市电（交流）输入经隔离变压器隔离降压后，经整流器进行整流滤波，由逆变器逆变后给负载提供纯正弦波电能。同时市电通过整流后可以为蓄电进行充电。
4.2整体控制管理系统设计原理
具体工作原理如下：
1）、当日照充足，系统光伏输入功率大于负载功率时，保持长期由光伏输入经逆变DC-AC转换，输出交流电向负载提供电能，同时对逆变器后备锂电电池进行充电，直至锂电电池组电压充到设定的过高压保护点Vch值。
2）、当日照不充足或光伏输入功率小于负载功率时，当锂电电池组电压降低到设定点Vb时，由蓄电逆变转为市电交流供电，并且交流电经由逆变控制单元和光伏发电同时向锂电电池组进行充电。当逆变器后备电池组电压恢复到Vch时，断开交流供电，重新由光伏输入或逆变器后备电池组对负载提供电能。
3）、当光伏电池处于不发电状态时，该系统将处于交流市电供电模式，同时由交流供电经由双向逆变单元向后备锂电电池组进行充电。只有当具有光伏发电时转至1和2状态。
4）、该系统供电由三路供电组成，分别为市电供电模式，后备锂电电池提供供电模式以及光伏发电供电模式。根据工作环境按1）、2）、3）的逻辑模式工作。
系统原理图
5结论
本系统设计具有真正包含光伏发电、蓄电储能和市电接入的实际运行能力，能够真正实现分布式光伏发电、蓄电储能和市电供电之间的混合式供电。通过光伏发电和市电接入有效的保证系统供电的稳定可靠，可体现分布式光伏发电、市电接入及储能系统智能协调工作，有利于光伏分布式发展和提高光伏发电经济效益。
参考文献
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关键词单片机;后备式UPS;逆变;SPWM
中图分类号：TN86文献标识码：A文章编号：1671-7597（2014）21-0008-02
UPS（UninterruptiblePowerSystem/UninterruptiblePowerSupply），即不间断电源，是向用户的关键设备（如：互联网数据中心、民航和铁路售票系统、大规模集成电路的流水生产线等）提供高质量的无时间中断的交流电源的重要设备。因而不断提高UPS电源的性价比已成为人们一直在探索和研究的课题。现在许多单片机都具有产生SPWM波的功能，由于单片机电路相对简单可靠，加上其对参数和数据处理、显示和监控的性能，更有利于系统的控制。本文就是介绍了采用PIC16F722单片机产生SPWM波来控制UPS电源中的逆变系统。
1PIC16F722单片机介绍
PIC16F722单片机是Microchip公司的单片机系列产品之一，它是一种8位的CMOS闪存单片机和高性能的RISCCPU。工作电压在1.8V-5.5V之间，具有高精度的内部振荡器，可选16MHz或500kHz的工作频率。在其外部提供了28个引脚，具有11个8位A/D通道，2个捕捉/比较/PWM模块和3个定时器，12个中断源。存储容量FLASH为2048字节，SRAM为128字节。内部采用哈佛总线的简单指令结构，将程序和数据存储在不同的存储空间中。这样减轻程序运行时的访存瓶颈，能基本上解决取指和取数的冲突问题。
2后备式UPS原理及实现
后备式UPS主要由滤波器、充电器、逆变器、变压器及其转换开关等组成。其能完成对调控功能主要包括：
1）当市电供电正常时（市电处于175～264V），将原来电压变化起伏很大的市电电源经过由低通滤波器对来自市电电网的高频干扰进行适当的衰减抑制后分两路去控制后级的正常
运行[1]：
①经充电器对位于UPS机内的蓄电池组充电，以备一旦市电供电中断时，有能量支持UPS的正常运行。
②经位于交流旁路供电通道上的“变压器抽头调压式稳压电源”对电压变化起伏较大的市电电源进行稳压处理。此时，逆变器在逻辑控制电路的调控下，一直处于停机待命状态。
2）当市电供电不正常时（市电低于175V或高于264V），由机内的逆变器电源向负载提供50Hz的正弦波稳压电源。在UPS逻辑控制电路的调控下，UPS中的各关键部件将按下述方式
运行：
①充电器停止工作。
②逆变器在由蓄电池组所提供的直流能源的支持下，向外提供50Hz有效值为220V的正弦波或方波稳压电源。
③转换开关在切断交流旁路供电通道同负载之间的连接同时，将负载同逆变器电源的输出端连接起来，从而实现由逆变器电源向负载供电的转变[1]。
3采用PIC16F722的后备式UPS逆变电路的设计
1）硬件电路设计。
单片机采用的是PIC16F722，后备式UPS设计中逆变部分采用的是IGBT，即绝缘栅双极型晶体管，是一种自关断器件，同时具有功率晶体管GTR和功率场效应管MOSFET的优点，电路结构选用单相全桥逆变结构[2]。
UPS输出电压需要稳定性，在逆变电路设计中，调整SPWM信号脉宽，用来得到稳定的输出电压。系统在设计中使用电压反馈闭环电路，PIC单片机的A/D转换口接收到输出电压转换的1～5V的电压信号，输出反馈的电压值，然后用来改变SPWM信号的脉宽。
由单片机内部软件产生的SPWM控制信号经逻辑门电路74HC00和74HC04芯片变化后，用来驱动逆变全桥，产生的四路驱动信号再经由TLP250这一专用的驱动芯片进行隔离和放大，然后加到IGBT的栅极，见图1和图2。
图1SPWM波形变换电路及驱动电路
图2单相全桥逆变电路
2）软件设计。
PIC16F722单片机内部有两个CCP模块，CCP1和CCP2，具有捕捉、比较、PWM三种模式。两者的区别在于特殊的事件触发。PWM的信号主要在周期和占空比的控制上，PIC16F722的PR2寄存器中储存着PWM的周期，脉宽储存在寄存器CCPR1L或CCPR2L[4]。控制PWM信号的过程就是单片机内部的计数器与这两个寄存器中值的比较，使得输出的电平变化。
PIC16F722利用该模块具有的PWM功能，软件控制两路SPWM波形的输出。再将这两路SPWM波利用互补导通原则变换成4路，经隔离放大后驱动IGBT逆变器，实现对输出的控制。SPWM信号脉宽是按正弦规律变化的，其频率高周期短，PWM周期设定好后，利用定时器定时产生周期性中断，使得脉宽得到变化，得到SPWM波。在本文的逆变系统设计中，PIC单片机时钟为20MHZ，采用CCP1的比较功能，CCP2的PWM功能，计算指令器即计时步阶为0.2us，SPWM周期为20KHZ，设置每六个周期改变一次脉宽，经过滤波电路后的波形能够满足精度要求。
软件设计中的中断服务程序：CCP1的比较中断、T0定时中断和AD转换中断[5]。先是CCP1中断，按正弦表输出SPWM波，然后是T0中断，A/D转换，最后是A/D中断，周而复始，无穷循环。最终由CCP1输出的SPWM波形一段如图3所示。
图3SPWM波形一段
①CCP1比较中断。取一个完整的正弦周期中64个点，能通过计算得到各个点的脉宽值，计算计时步阶，生成可供CCP1子程序（调整SPWM占空比）调用的正弦表，采样点的时间间隔以计时步阶的形式存储到CCPRIH和CCPR1L寄存器中，供给TIMER1比较。当比较的结果与设定值相同时，CCP1中断，计数器需要重新计时，如图4。
图4CCP1中断流程图
②T0定时中断。初始周期设为153us，一次中断后，修正周期为306us，用来对输出电压反馈值采样的A/D转换。
③A/D转换中断。周期为20us，A/D转换完成时产生中断。
4结束语
本文介绍的是基于单片机PIC16F722的后备式UPS中逆变电路的设计，使用单片机实现SPWM，控制电路简单可靠，软件产生SPWM波，降低了对硬件的要求，成本也能够得到控制。
参考文献
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关键词：ATmega8；TL494；逆变器；正弦波
中图分类号：TN710?34；TP271文献标识码：A文章编号：1004?373X（2013）08?0149?04
0引言
在风电行业中，经常需要在野外对风机进行维修，这时必须为各类维修工具和仪器进行供电。因此，设计一种便携式、低功耗、智能化的正弦逆变电源来为这些设备供电是十分必要的，可大大提高维修风机的效率。本文正是基于这种情况下而设计的一种基于单片机的智能化正弦逆变电源。
1正弦逆变电源的设计方案
本文所设计的逆变器是一种能够将DC12V直流电转换成220V正弦交流电压，并可以提供给一般电器使用的便携式电源转换器。目前，低压小功率逆变电源已经被广泛应用于工业和民用领域。特别是在交通运输、野外测控作业、机电工程修理等无法直接使用市电之处，低压小功率逆变电源便成为必备的工具之一，它只需要具有一块功率足够的电池与它连接，便能产生一般电器所需要的交流电压。由于低压小功率逆变电源所处的工作环境，都是在荒郊野外或环境恶劣、干扰多的地方，所以对它的设计要求就相对很高，因此它必须具备体积小、重量轻、成本低、可靠性高、抗干扰强、电气性能好等特点。
针对这些特点和要求，研究一种简单实用的正弦波逆变电源，以低价实惠而又简单的元器件组成电路来满足实际要求，定会受到市场的普遍欢迎。当前，设计低功率逆变电源有多种方案，早期的设计方案是直接将直流电压用关管进行控制，在50Hz方波的作用下，产生220V的方波逆变电压。
但随着用电设备对逆变电源性能的要求不断的提高，方波逆变电源在多数场合已被淘汰，而正弦波逆变器的应用已成为必然趋势。现在，市场上低功率正弦波逆变电源的主要设计方案有3种。
1.1一次逆变的正弦波逆变电源
该方案也是将要逆变的直流电压直接加到关管上，然后采用数十倍于50Hz的正弦化脉冲宽度调制脉冲串对开关管直接进行驱动，之后对输出的电压实行“平滑”处理，进而获得类似于正弦波的连续变化的波形，这种方法的优点是电路一次逆变，高效而简单、但变压器过于笨重，没办法满足体积小，重量轻的要求。
1.2多重逆变的正弦波逆变电源
该方案是将驱动开关管的50Hz信号，分成若干相位不同而频率相同的驱动信号，分别驱动各自的开关管，使得各自的输出电压也错开一定的相位，然后再进行叠加处理，输出多阶梯的阶梯波再进行滤波就能输出所需的正弦波电压。此种方案电路较为复杂，一旦有一组开关管失效，输出的波形就有很大的失真。
1.3二次逆变的正弦波逆变电源
随着高频开关管技术的日趋成熟，逆变电源的电路设计趋向于先变压，后变频，即先将直流电压转为高频交流电，再将高频交流电转换为50Hz的正弦交流电源，其原理框图如图1所示。
由于开关管的价格低廉，因此组成图1的单元电路性价比高，当前市场上以此种设计方案来生产低功率逆变电源的居多[1]。
2基于单片机控制的正弦波逆变电源
在以上列举的三种逆变电源设计方案当中，以二次逆变的正弦波逆变电源为佳。按照这种思路，早期的具体电路解决方案多采用PWM控制芯片如TL494，SG3524，SG3525A等，以固定的频率去控制DC?DC和DC?AC部分的开关管，并采用修正电路对输出的波形进行修正，以期达到正弦波的要求。但这种纯PWM芯片控制的电路，对于元件的老化、发热、受到干扰等情况无法自动加以修正，或者修正能力差，往往使得在实际的应用当中经常出现电路故障。随着单片机技术的发展，设计人员不断想将单片机引入到正弦逆变电源的控制当中，但对于高频部分的控制，低成本的单片机完成不了这个功能，高成本的单片机又会降低性价比，故本文提出了另外一种设计方案，就是采用低廉的ATmega8单片机，配合TL494，IR2110和开关管，构成一个体积小，成本低，控制能力强的正弦波逆变电源，其方框图如图2所示。
由图2可见，整个系统主要由ATmega8单片机进行控制，TL494和IR2110是否工作，全由单片机根据反馈信号作出调整。高频开关管及驱动输出部分采用单相全桥逆变电路构成。具体工作原理是采用ATmega8单片机作为系统控制的核心，利用TL494能产生高频PWM信号的功能，通过单片机对其脉冲宽度进行控制并输出，以控制高频开关管组成的全相逆变电路，将低直流电压逆变成为高压方波，并通过整流滤波之后，送到驱动输出全桥逆变电路，由单片机控制IR2110输出工频驱动信号，控制输出驱动电路输出50Hz，220V的正弦交流电压[2]。
3主要电路的具体设计
整个逆变系统的核心主要由单片机控制电路与检测电路、DC/DC变换电路、DC/AC输出电路组成。
3.1DC/DC变换电路
如图3所示，由TL494组成了高频脉冲输出电路，该电路采用了性能优良的脉宽调制控制器TL494集成块。该集成块内含+5V基准电源、误差放大器，频率可变锯齿波振荡器、PWM比较器、触发器、输出控制电路、输出晶体管及死区时间控制电路等。该集成块的第5、6脚分别外接了C1和R6组成了RC振荡电路，可促使TL494输出频率为100kΩ左右的高频脉冲方波信号，并由单片机的PD7引脚对图中的DCDC端进行控制。通过控制第4脚的死区时间控制端，可调节输出信号的占空比在0～49%之间变化，从而控制输出端Q1PWM、Q2PWM的输出，而P端、VCC端和VFB端则分别接收来自负载，高频逆变输出电压、输入电压的反馈信号，与TL494内部的电路组成过压、过载保护电路，形成逆变器的第一级安全保护网[3?4]。
如图4所示为高频电压逆变电路，由4只IRF3205管构成全桥逆变电路，IRF3205采用先进的工艺技术制造，具有极低的导通阻抗，加上具有快速的转换速率和以坚固耐用著称的HEXFET设计，使得IRF3205成为极其高效可靠的逆变管。从输入端Q1PWM，Q2PWM输入的高频脉冲串控制这4个管两两导通，对VIN输入的直流低压进行斩波，然后经升压变压器后，逆变成高频交流方波，此时流通的电流为磁化电流，所以选取Philips公司生产的BYV26C超快软恢复二极管组成了全桥整流电路，该管子重复峰值电压为600V，正向导通电流为1A，其反向恢复时间30ns，可以满足电路的参数需求，整流后的电压经滤波电路后输出直流电压260V，送往DC/AC逆变电路，另外260VDC经降压处理后作为作为反馈信号输入图3中的VFB端，作为高频逆变电压的反馈信号。
3.2DC/AC输出电路的设计
DC/AC变换输出电路采用全桥逆变单相输出，其驱动输入波形则由单片机输出信号驱动半桥驱动器IR2110输出工频驱动信号，通过单片机编程可调节该输出驱动波形的D
IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因此它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。如图6所示，HIN和LIN为逆变桥中同一桥臂上下两个功率MOS的驱动脉冲信号输入端。SD为保护信号输入端，当该脚接高电平时，IR2110的输出信号全被封锁，其对应的输出端恒为低电平；而当该脚接低电平时，IR2110的输出信号跟随HIN和LIN而变化，因此，在本系统中，两片IR2110芯片的SD端共同接到单片机的PB0引脚，用于实时控制IR2110是否处于保护状态。IR2110的VB和VS之间的自举电容较难选择，因此直接提供了15V恒压，使其能正常工作。
逆变正弦电压输出电路有两种调制方式，一种为单极性调制方式，其特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压，另两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗，但又不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，对增加可靠性有利。另一种为双极性调制方式，其特点是4个功率管都工作在较高频率（载波频率），虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗[1，5]。如图6所示，本文的逆变输出电路采用了单极性调制方式，这样可以提高波形的平滑度，增加电路的可靠性。图6中的PWM1～PWM2分别接收来自图5的输出驱动信号，驱动由4个具有500V耐压值的IRF840开关管组成的桥式逆变电路，将260VDC逆变成220V，50Hz的交流电，经LC滤波后供给负载。图6中的IFB端和ACV端，分别和为电流和电压的采样，送到单片机的PC4和PC5引脚进行A/D转换，再由单片机将转换果用于功率计算和电路保护之用[1，6]。
3.3单片机电路及编程
本文采用的是Atmel公司生产的ATmega8单片机来进行控制的，它的工作电压范围宽，抗干扰能力强，具有预取指令功能。这使得其理速度快，引脚输出电流大，驱动能力强，输出的脉冲信号无需放大可直接驱动步进电机驱动模块，端口全内置上拉电阻，均可作为输入或输出，具体情况通过编程灵活配置，基于以上优点，选择ATmega8L单片机作为控制器，不仅可提高系统整体性能，也可简化电路。
本文主要将它应用于整个系统的信号驱动，温度检测，风扇控制，安全保护，数据显示等。ATmega8单片机分别采集来自系统电路的温度、电流、电压，并根据这三个参数的情况分别控制启动风扇散热，控制是否输出报警信号，控制SD端和DCDC端是否使系统处于保护状态，QA1～QA4则是输出50Hz的驱动信号，具体的编程控制如图7所示。当系统启动后，单片机先检查系统的温度环境是否正常，不正常则启动报警，并提示出错代码，如果正常则启动高频逆变电路工作，并检测260VDC是否正常，不正常则报警，正常则启动正弦逆变电路工作，并一直检测输出的电压电流是否正常，正常则输出，不正常则报警。
4结语
综上所述，基于ATmega8单片机控制的正弦波逆变电源的整体设计方案，可高效、便捷的为野外作业提供所需的交流电源，该电路目前已实验成功并投入到实际的使用当中。实践证明，本文设计出来的逆变电源具有体积小，重量轻，稳定可靠的性能。
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【关键词】重复控制模糊控制变结构控制逆变电源
【中图分类号】TM464【文献标识码】A【文章编号】1674-4810（2013）10-0178-01
一引言
逆变电源如何抑制谐波是一个重要问题。模糊控制能提高系统的动态性能，但对周期性扰动控制效果不佳；重复控制对周期性扰动控制效果良好。基于以上特点，为解决单一控制方案的缺陷，利用不同控制方案进行优势互补，组成变结构复合控制方案。结果表明，该方案使系统具有较佳的动、静态性能。
二复合控制结构
为改善系统的性能，本文提出了基于模糊控制、重复控制的变结构方案，其结构见图1。
本文所提出的变结构控制是根据误差对系统的动、静态性能进行变换控制。重点是先确定误差变量值e0，再根据误差e的值选择不同的控制器：当e≥e0，偏差较大，应用响应速度快的模糊控制器；当e
三仿真结果
为验证重复控制、模糊控制变结构控制方案的优越性，在Simulink环境下进行仿真。非线性负载是产生谐波的主因，故本文以整流桥（非线性）负载为例进行研究。
以下分别为逆变器带整流桥负载时的输出电压波形（注：图中1表示给定电压，图中2表示输出电压，图中3表示输出电流）。
从图中可看出，逆变电源带整流桥负载，采用模糊控制，系统响应快，稳态误差较大；采用重复控制时，稳态误差小，但在第一个周期，电压波较大；图4为变结构控制，系统速度更快，稳态误差更小。因此变结构复合控制更优。
四结论
本文提出了变结构控制方案。误差较大时采用模糊控制使系统具有较快的响应速度；误差较小时采用重复控制提高系统的稳态精度。变结构控制对系统动、静态性能进行切换，使系统具有两种控制方案的优点，具有较高的控制性能。
参考文献
关键词：逆变器；LM3S?811；SPWM；挽推升压；全桥逆变；过流保护
中图分类号：TN710?34文献标识码：A文章编号：1004?373X（2014）15?0110?03
DesignofuniphaseinverterbasedonLM3S?811
WANGWen?tao，LUJin?dian，PENGRui
（CollegeofComputerScience，South?CentralUniversityforNationalities，Wuhan430074，China）
Abstract：ThehighfrequencyinverterbasedonLM3S?811wasrealizedwiththedesign.Thewholesystemiscomposedofauxiliarypowersupply，push?pullbooster，full?bridgeinverter，SPWMwavegenerator，over?currentprotectionmodule，lowpassfilteringmodule，etc.12VDCisconvertedintoahighfrequencysquarewavebypush?pullbooster，andthenisconvertedinto300VDCbytransformerboosting，rectification，filtering.SG3525isusedinthepush?pullmoduletodriveMOSFETforgettinghighvoltageDC.LM3S?811isusedtoproduceSPWMwavefordrivingthefull?bridgeinversionmodule，andiscombinedwithlowpassfilteringandoutputover?currentprotectiontoget220VACpowerfrequency.Itsoutputpowerisupto240W.Thissystemhastheadvantagesofsmallvolumeandstableoutput.
Keywords：inverter；LM3S?811；SPWM；push?pullboosting；fullbridgeinversion；over?currentprotection
逆变器出现于20世纪60年代，随着社会、计算机技术和各种新型功率器件的飞速发展，逆变器得到广泛的应用，逆变装置也将向着体积更小、效率更高、性能指标更优越的方向发展。舰船以及飞行器，在太阳能及风能发电领域，逆变器有着不可替代的作用。功率器件的迅速发展，相继出现了电力晶体管（GTR）、可关断晶闸管（GTO）、功率场效应晶体管（MOSFET）、绝缘栅双极性晶体管（IGBT）等等，这些可关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能。本文采用电压脉宽型PWM控制芯片SG3525，以及高压悬浮驱动器IR2110，用功率开关器件MOSFET方案实现高频逆变电源。另外，直接利用LM3S?811内部带死区可调PWM模块，相对单片机来说，编程更加简单，使整个系统结构简单，并实现了系统的数字智能化。
1设计方案
1.1总方案
系统主要包括推挽升压电路、全桥逆变电路、SPWM波产生电路、保护电路和辅助电源。DC12V经过推挽和高频整流得到高压直流电，在经全桥DC?AC逆变和低通滤波输出工频AC220V。框图如图1所示。
图1总方案流程
1.2DC?DC方案
对于半桥转换器，可以选择耐低压MOSFET，但是必须能承受较大的电流值，如此容易烧坏管子；而推挽转换器，则需要选择较高电压值，截止时候需承受2倍供电电源压值也就24V，一般MOSFET都可以满足需求。本系统输入DC12V，但是电流高达25A，所以选择推挽式转换器。
1.3变压器后级整流方案
变压器后级整流常用的有全波和全桥整流两种方案。全波整流方案，二极管关断时承受的反压比电压幅值高出一倍，对管子耐压值要求很高，且变压器二次绕组有中心抽头，制作工艺比较复杂。全桥整流方案，二极管断开时承受的反压为交流幅值，且变压器绕组结构简单。因为逆变后电压较高，对管子耐压要求较高。为了减少工艺制作复杂度，选择全桥整流方案。
1.4SPWM产生方案
SPWM产生可以通过硬件法和软件法。可想而知，硬件法设计既复杂又不方便测试，所以选择软件法，利用LM3S?811内部带死区可调的PWM模块直接生成SPWM波。因频率较高，故将50MHz设置为LM3S?811内部锁相环模块系统时钟，利用定时中断按时到按正弦规律变化的表中查询改变输出脉宽。
图2SPWM产生流程
2理论设计
2.1变压器设计
变压器是利用磁感应的原理来工作的，它的分类很多，有电压型、电流型、阻抗型等。但基本组成基本一致：初级线圈、次级线圈和磁芯，线圈匝数计算如下：
初级绕组匝数：
[N1=（Vi×104）（4fs?Bm?Ae）=1.41≈2]
次级绕组匝数：
[N2=（N1?Vo）Vi=50]
根据需要，求出磁芯窗口面积[Aw]与磁芯有效截面积[Ae]的乘积[Ap，]根据[Ap]值，选择磁芯。输出240W，效率为80%时逆变器输入端[Pi=]300W，则输出功率[Po=]1.06×300=318W（变压器功率预留0.06的裕度）。在变压器用于推挽变换电路当中，由：
[Ap=（po?δ）（ηKBmJfs）×104]
以上公式中[J=]400A/cm4，[K=]0.4，[Bm=]0.2，[η=]0.8，[δ=]0.8，频率[fs=]60kHz，得[Ap=]1.869cm4，故磁芯选择ER35（[Ap=AeAw=]2.3326>1.869），材质选择PC40。
2.2LC低通滤波设计
在逆变器的输出端加了LC滤波器得到正弦交流信号，滤波器的截止频率[f]定为1.2kHz，由：
[f=1（2πLC）]
计算得电容应选择[C=3.3]μF，电感[L=]4.7mH。
3电路与程序设计
3.1挽推升压电路设计
本模块由SG3525产生两路互补带死区的PWM波驱动IRF3205，为了消除输出的尖峰电压，所以在SG352513脚处加一个小电容104。两个开关管经过变压器中心端交替导通。电路中整流二极管也是轮流导通的，滤波电感[L]为负载提供电流同时给电容[C4]充电。电路如图3所示。
3.2全桥逆变
用LM3S?811产生的SPWM波通过IRF2110驱动IRF640，IRF2110驱动功率器件工作。这个电路不像以往需要多个独立电源供电来驱动4个管子只需要一个供电电源即可。由于CMOS管导通时间小于其截止时间，IRF640交替导通的瞬间，在桥路中发生短路现象，所以在4个MOS管的驱动端都并联上二极管IN4148以加快对电流的吸收从而达到加速截止的效果。为了避免交替导通瞬间尖峰电压击穿开关管。所以在电路中添加了有缓冲作用的二极管（IN4007）、电容（104）。逆变电路如图4所示。
3.3辅助电源
本模块从P4输入市电，然后经过二极管整流、电容滤波和稳压管LM7805，LM7912得到系统所需的低压值，辅助电源电路如图5所示。电路中，P1，P3为输出，P2与输入共地。
4测试结果分析
（1）通过对LM3S?811编程，设置其输出端PB0和PB2为两路带死区互补SPWM波的输出端并把SPWM波输入IR2110逆变电路，测试IR2110输出端波形，结果如图6所示。
（2）系统通电后，在前级输入端加表1中输入（用KPS3030DA稳压电源输入），在输出端用4位半数字万用表（MY65）测试，然后计算效率，结果见表1。
表1效率测试
[占空比/%＼&[Vi]/V＼&[Ii]/A＼&[Vo]/V＼&[Io]/A＼&[η]/%＼&30＼&11.8＼&22.6＼&176＼&1.26＼&83＼&40＼&12.0＼&23.24＼&198＼&1.16＼&82＼&50＼&11.9＼&25.1＼&218＼&1.09＼&79＼&]
图6SPWM测试波形
经过实际的测试发现，IR2110输出端波形较为规则，受功率器件的影响较小。系统能很好地完成DC12V到AC220V/50Hz的逆变且效率能达到79%以上。测试结果较理想。
5结语
结果表明，本设计总方案是可行的，验证了理论计算的正确性。这个系统输出功率在240W左右（器件损耗会影响功率），通过测试发现其效率可达80%，并且体积较小。它制成商品后可用于车载电源、为小家电供电等。不过本系统也存在一些不足之处，比如：由于多次修改电路布局造成功率器件的损耗，理论计算所得的结果与实际测试结果存在一定的误差，变压器制作工艺比较粗糙。这些都是需要改进的地方。
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关键词：逆变器;变频电源;脉宽调制;IM14400;FPGA1引言
1.1选题的提出
由于我国市电频率固定为50Hz,因而对于一些要求频率大于或小于50Hz的应用场合,则必须设计一个能改变频率的变频电源系统。目前最常用的是三相正弦波变频电源。该电源系统主要由整流、逆变、控制回路3部分组成。其中,整流部分用以实现AC/DC的转换;逆变部分用以实现DC/AC的转换;而控制回路用以调节电源系统输出信号的频率和幅值。
1.2变频技术的介绍
变频技术是电力电子技术的主要组成部分，它主要用于需要交流电源的电压、频率可调(或恒压、恒频)的用电设备，如交流电机、中频电源及各种专用电源的中间环节等。这一技术的产生和发展为交流调速开拓了广阔的天地。国外交流调速在电气传动行业已占绝对优势，虽然国内直流调速还在大量使用，但近年来凡新建的电气传动系统均采用交流调速，其发展势头是迅速的。变频技术在供电电源方面的应用主要是:
（1)将过去用发电机、变压器产生交流电的地方用变频电源取代;
（2）将计算机、电焊机、电子装置等用直流电源的地方改为以变频技术为核心的开关电源。在现有的正弦波输出变压变频电源产品中，为了得到SPWM波，一般都采用双极性调制技术。该调制方法的最大缺点是它的4个功率管都工作在较高频率(载波频率)，从而产生了较大的开关损耗，开关频率越高，损耗越大。本文针对正弦波输出变压变频电源SPWM调制方式及数字化控制策略进行了研究，以TMS320F240数字信号处理器为主控芯片，以期得到一种较理想的调制方法，实现逆变电源变压、变频输出。
变频技术在电源中的应用，极大地减小了电源装置的体积，提高了效率，产生了巨大的经济效益，所谓变频就是利用电力电子器件(如功率晶体管GTR、绝缘栅双极型晶体管IGBT)将5OHz的市电变换为用户所要求的交流电或其他电源。它分为直接变频(又称交―交变频)，即把市电直接变成比它频率低的交流电，大量用在大功率的交流调速中;间接变频(又称交—直—交变频)，即先将市电整流成直流，再变换为要求频率的交流。它又分为谐振变频和方波变频。前者主要用于中频加热，方波变频又分为等幅、等宽和SPWM变频。
常用的方法有正弦波(调制波)与三角波(载波)比较的SPWM法、磁场跟踪式SPWM法和等面积SPWM法等。逆变技术，是指整流技术的逆向变换方式。其作用是通过电力电子器件(例如SCR,GTR,IGBT和功率MOSFET模块等)的开通和关断作用，把直流电能变换成交流电能，因此是一种电能变换技术。它的主要用途是用于交流传动，静止变频和UPS电源等设备的研制与应用。逆变器的负载多半是感性负载。为了提高逆变效率，存储在负载电感中的无功能量应当能反馈回电源。逆变器的原理早在1931年就在文献中提到过。1948年，美国西屋(Westinghouse)电气公司采用汞弧整流器制成了3000Hz的感应加热用逆变器。
近年来，随着新型的电力电子元件的不断产生与发展，新的控制技术的出现，逆变技术也得到了飞速发展。1964年，由A.Schonung和H.Stemmler提出的把通信系统调制技术应用到逆变技术中的正弦波脉宽调制技术(Sinusoida-PWM，简称SPWM)，由于当时开关器件的速度慢而未得到推广)。直到1975年才由Bristol大学的S.R.Bowes等把SPWM技术正式应用到逆变技术中，使得逆变器的性能大大提高，并得到广泛的应用和发展，也使正弦波逆变技术达到了一个新高度。此后，各种不同的PWM技木相继出现，在实际应用中，很多部件内部都有自己的积分器，比如电机本身就是非常理想的低通滤波器，PWM信号的一个很重要的用途就是数字电机控制。在电机控制系统中，PWM信号控制功率开关器件的导通和关闭，功率器件为电机的绕组提供期望的电流和能量。相电流的频率和能量可以控制电机的转速和转矩，这样提供给电机的控制电流和电压都是调制信号，而且这个调制信号的频率比PWM载波频率要低。采用PWM控制方式可以为电机绕组提供良好的谐波电压和电流，避免因为环境变化产生的电磁扰动，并且能够显著提高系统的功率因数。未能够给电机提供具有足够驱动能力的正弦波控制信号，可以采用PWM输出信号经过NPN或PNP功率开关管实现。
例如注入三次谐波的PWM,空间向量调制(SVW)、随机PWM、电流滞环PWM等，成为高速器件逆变器的主导控制方式。至此，正弦波逆变技术的发展已经基本完善。常用逆变主电路的基本形式有两种分类方法:按照相数分类，可以分为单相和三相;按照直流侧波形和交流侧波形分类，可以分为电压型逆变器和电流型逆变器，逆变电路的应用非常广泛，其中用途最广的为恒压恒频电源和变压变频电源。
（1）恒压恒频电源
这是一种在负载或交直流电源在一定范围内波动时，能保持输出为恒定电压和恒定频率的交流正弦波的稳压和稳频电源装置，简称CVCF电源。这类电源的典型代表是不间断电源（UPS)。在计算机系统中使用UPS可以避免由于电源电压波动、频率漂移、瞬时干扰和电压突然中断等现象造成的损失。UPS的电压稳定性、频率稳定性、波形失真度和不间断性等都优于公共电网，所以它的应用十分广泛。（CVCF电源还包括航空机载电源和机车辅助电源等）
（2）调压调频电源
这是一种可获得所需要的电压、电流和频率的交流变压变频装置，简称VVVF变频电源。变频电源广泛用于交流电机的调速系统中。交流电机调速系统在许多领域内代替了传统的直流电机调速系统，这是电力电子技术领域的一个重大突破。随着电力电子技术的不断发展和新型电力半导体器件的产生，逆变电路的应用范围日益扩大。在电力拖动系统、电气传动、各种功率的焊机电源以及有源电力滤波器等方面广泛应用。
1.3研究意义
随着工业自动化和电力电子技术的高速发展，传统的体积大、笨重、效率低的变频电源已不能满足需求，现代变频电源以其低损耗、高效率、电路简洁和最佳的性能指标等显著受到青睐，并广泛应用与电气传动、计算机、电子设备、仪器仪表、通信设备和家用电器中。采用三相正弦波变频电源技术将使其损耗低，效率高，电路简洁。
1.4设计的对象
本设计了一个交流—直流—交流变频电源系统。该系统利用集成逆变器件IM14400,并以FPGA为控制核心,采用SPWM变频控制技术,实现了三相正弦波变频输出。其输出线电压有效值为36V,最大输出电流有效值达3A。此外，系统还具有频率测量、电流和电压有效值测量及平均功率测量等功能。
2系统总体设计方案
将市电通过隔离变压器输入到交流变频电源系统,隔离变压器的输出经过整流桥后,产生全波整流信号。全波整流信号滤波生成与输入交流电对应的直流电,从而实现AC/DC转换。该系统全波整流桥采用集成整流桥KBL406,三相逆变器模块IM14400在FPGA产生的三相SPWM脉冲控制下产生三相交流电。逆变器输出的交流电频率等于SPWM脉冲基波频率,通过控制FPGA的DDS模块的正弦波频率来调制正弦波频率。SPWM脉冲基波频率等于调制波频率,系统采用这种方法实现变频。图1-1给出了系统总体框图。
SPWM的概念在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。当正弦值为最大值时，脉冲的宽度也最大，而脉冲间的间隔则最小，反之，当正弦值较小时，脉冲的宽度也小，而脉冲间的间隔则较大，这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减小，称为正弦波脉宽调制。SPWM脉冲系列中，各脉冲的宽度以及相互间的间隔宽度是由正弦波(基准波或调制波)和等腰三角波(载波)的交点来决的。
图2.1系统总体框图
3系统主要功能的实现
3.1系统主要功能的实现
为减小系统的体积，提高性能。此模块的电路设计采用芯片IPMIM14400，在相应三相SPWM控制下，输出三相交流信号。Cyntec公司IPM系列芯片为三相电机驱动芯片，芯片内包含三相桥式IGBT功率管及相关控制、驱动电路，控制比较简单，适合用于本系统。电路如图4-3所示。
在芯片的P、N端施加整流输出的支流电压，SPWM控制信号经过光耦隔离、三极管驱动后施加在图4-3的SPWM端，则在UVW端得到满足要求幅度的SPWM信号，该信号经过滤波滤除高频分量，即可得到所要求的正弦波信号。
芯片的+15V工作电源独立供给。独立电源采用DC-DC转换器SR5D15/50实现。转换器的+5V供电从FPGA引脚引出。该转换器的输出是隔离。图3.1三相桥式逆变电路
3.2PWM信号的产生方式
按照SPWM控制基本原理,在三角波和正弦波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断。如果采用自然采样法,会增加硬件的复杂度,但因该系统是以FPGA为控制核心,可方便地实现。把正弦波波形表存入存储器中,同时利用加法器和减法器生成三角形载波,再通过数字比较器产生所需要的波形。该方案具有可靠性高,可重复编程,响应快,精度高等特点,其原理如图3.2所示。
图3.2PWM信号的产生原理图
三角波产生电路,如图3.3所示为通用三角波产生电路，该电路中，运算放大器A1，A2是正负峰值检波积分器，C1为保持电容。该电路能适应很宽的测试范围，具有很好的线性和振幅稳定性。振荡频率取决于积分时间常数R3，C2，若VA=8V，这时的振荡频率为1KHZ。电容C1与C2的比值取20：1。。运算放大采用741。
图3.3三角波产生电路
3.3SPWM调制方式的选择
载波比恒定的调制方式称为同步调制。同步调制时PWM脉冲在一个周期内的个数是恒定的,脉冲的相位也是固定的,将调制比设定为3的整数倍时,可以使输出波形严格对称,从而有效降低信号的谐波分量。但是,当逆变电路的输出频率比较低时,同步调制载波的频率也很低,过低时不易滤除调制带来的谐波,当逆变电路的输出频率很高时,同步调制载波频率也过高,这将使开关器件的开关损耗增大。载波信号和调制信号频率不保持同步的调制方式称为异步调制。异步调制时保持载波时钟频率不变,当调制正弦波的频率发生变化时,载波比跟随变化,在调制波的一个周期内PWM脉冲的个数不固定,相位也不固定。正负半周期
脉冲不对称,半周期内前后周期的脉冲不对称,造成信号的谐波分量较丰富,给后级滤波电路造成困难。
该系统的逆变器输出频率在20～100Hz,输出信号的频率较低。设计采用IM14400作为逆变电路,IM14400的PWM输入频率范围为5kHz～0.3MHz,可以选择很高的载波比。在异步调制方式下,当载波比很大时,正负半周期脉冲不对称和半周期内前后周期的脉冲不对称造成的谐波分量都很小,PWM脉冲接近正弦波。此设计的调制方式选择异步调制方式,载波频率固定为29.2kHz。
3.4FPGA控制模块
采用FPGA作为系统的总控制模块,其中的波形发生器控制电路通过外来控制信号和高速时钟信号，向波形数据ROM发出地址信号，输出波形的频率由发出的地址信号的速度决定；当以固定频率扫描输出地址时，模拟输出波形是固定频率。同时，还控制数码管动态显示频率和幅度预置值。
4理论分析与参数计算
4.1SPWM逆变电源的谐波分析
在调制度α一定,在三相共用一个载波信号的情况下,对输出线电压进行频谱分析,由此可发现,输出线电压的谐波角频率为:ω=nωc±kωr(1)式中:当n为奇数时,k=3(2m-1)±1,m=1,2……;当n为偶数时,k=6m+16m-1,k=6m+1,m=0,1,2…;k=6m-1,m=1,2…。
由式(1)可知,输出线电压频谱中没有载波频率ωc的整数倍次谐波分量,谐波中幅值较高的谐波分量是ωc±ωr和2ωc±ωr。
从上述分析可知,SPWM波形中所含的谐波主要是角频率为ωc、2ωc及其附近的谐波。由于采用了异步调制方式,故最小载波比k=ωc/ωr=168,所以PWM波形中所含主要谐波分量的频率比基波分量的频率高很多,谐波分量易被滤出。
4.2载波频率的选择
由SPWM逆变电源的谐波分量分析可知,SPWM电压源逆变器输出线电压谐波分量分布在ωc周围,提高SPWM的载波频率fc将使逆变器输出线电压的主要谐波分量分布在较高的频段,从而使逆变器的输出电压失真度很低。但是提高fc,会使逆变器中功率开关管的开关频率提高,这将大大增加逆变器的开关损耗。此外,fc提高还受到硬件的限制。通常情况下IM14400的关断延迟Toff=0.9μs,开启延迟时间Ton=0.73μs,由于其关断延迟大于开启延迟,易造成同一相上下两个桥臂同时导通。实际电路中由于硬件的时延,SPWM采样时刻的误差,以及为了防止同一相上下两个桥臂同时导通而设置了死区。IM14400的最小死区时间tdead设为3μs。SPWM脉冲的每一个开关脉冲之前都要加一个至少3μs的死区时间tdead,当IM14400的开关周期Tg≥3μs,Tg和载波周期Tc相等,所以fc≤0.33MHz。IM14400要求输入的最低PWM脉冲频率5kHz,所以5kHz≤fc≤0.33MHz。死区和开关时延是限制fc提高的最主要因素。fc越大,Tg越短,tdead/Tg就越大,逆变器的输出电压谐波分布也越复杂。
综上因素考虑,系统设计中选定fc=29.2kHz,它在20～100Hz的频率范围内,其载波比292<k<1460。
4.3FPGA内单相平均功率计算算法
平均功率公式[5]为:
将其离散化处理后得:
设计中,一个周期内电压和电流都采样256个点,则
5.应用程序设计部分
5.1VHDL硬件描述语言简介
采用VHDL（VeryHighSpeedIntegratedCircuitHardwareDescriptiponLanguage）超高速集成电路硬件描述语言设计复杂数字电路的方法具有很多优点，VHDL语言的设计技术齐全、方法灵活、支持广泛。
VHDL语言的系统硬件描述能力很强，具有多层次描述系统硬件功能的能力，可以从系统级到门级电路，而且高层次的行为描述可以与低层次的RTL描述混合使用。VHDL在描述数字系统时，可以使用前后一致的语义和语法跨越多层次，并且使用跨越多个级别的混合描述模拟该系统。因此，可以对高层次行为描述的子系统及低层次详细实现子系统所组成的系统进行模拟。
5.2正弦波顶层设计程序
LIBRARYIEEE;--正弦信号发生器源文件
USEIEEE.STD_LOGIC_1164.ALL;
USEIEEE.STD_LOGIC_UNSIGNED.ALL;
ENTITYSINGTIS
PORT(CLK:INSTD_LOGIC;--信号源时钟
DOUT:OUTSTD_LOGIC_VECTOR(7DOWNTO0));--8位波形数据输出
END;
ARCHITECTUREDACCOFSINGTIS
COMPONENTdata_rom--调用波形数据存储器LPM_ROM文件:data_rom.vhd声明
PORT(address:INSTD_LOGIC_VECTOR(5DOWNTO0);--6位地址信号
inclock:INSTD_LOGIC;--地址锁存时钟
q:OUTSTD_LOGIC_VECTOR(7DOWNTO0));
ENDCOMPONENT;
SIGNALQ1:STD_LOGIC_VECTOR(5DOWNTO0);--设定内部节点作为地址计数器
BEGIN
PROCESS(CLK)--LPM_ROM地址发生器进程
BEGIN
IFCLK''''EVENTANDCLK=''''1''''THEN
Q1<=Q1+1;--Q1作为地址发生器计数器
ENDIF;
ENDPROCESS;
u1:data_romPORTMAP(address=>Q1,q=>DOUT,inclock=>CLK);--例化
END;
6结论
6.1取得的成绩
本系统初步达到了基本要求，整个系统运行稳定，甚至能在三相电流都达到3安得情况下长时间工作。各项保护均能够精确动作，测试效果比较理想。系统还扩展了频率步进、手动紧急断电等功能，并将频率分辨度做到了0.01Hz但是测试失真度为4.8﹪—5﹪。
6.2存在的不足和今后的努力方向
输入电压为198—242伏，负载的电流有效值应为0.5—3安，输出电压有效值应保持在36伏，误差绝对值应小于1﹪.然而受隔离变压器提供的最大电压限制，大负载情况下超出了反馈所能调节的最大范围，输出电压出现了跌落，如果时间允许，可以通过采用更适合的滤波电感、电容，并且使用更精细的逐点控制算法，相信能使系统的带负载能力和波形都得到一定程度的改善。
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