关键词：反馈线性化变结构控制PSCAD仿真
中图分类号：C35文献标识码：A
SynchronousSeriesCompensatorBasedonfeedbacklinearizationcontrolofstationary
TIANLu-lin1,ZhangTao-miao1,TIANYaqi2
（1．CollegeofWaterandElectricityEngineering,Xi’anUniversityofTechnology,Xi’an710048;
2.ChongqingJiangbeihighschool,Chongqing400714）
Abstract:TraditionalPIDcontrolresponseisslow,thedynamiccharacteristicsofthepowersystemimprovementisnotobvious,inordertoimprovethecontrolperformanceofthepowersystemtransientanddynamictrackingperformance,thispaperestablishedanon-staticsynchronousseriescompensatorinthesynchronousrotatingdqcoordinatesystemlinearmathematicalmodels.ApplicationofnonlinearsystemlinearizationmethodStaticSynchronousSeriesCompensatortransformedintoalinearsystem,anditsvariablestructurecontrol.ProposeddesignmethodbasedonSynchronousSeriesCompensatorstatefeedbacklinearizationvariablestructurecontrolstationary.BuildamodelinPSCAD,andtheexactlinearizationvariablestructurecontrolstrategywithtraditionalPIDcontrolunderStaticSynchronousSeriesCompensatorsimulationcomparingsimulationresultsshowthatthecontroldesignhasafasterresponsetimeandimprovethedynamictrackingperformanceofthesystem.
Keywords:Feedbacklinearization;VariableStructureControl;PSCADsimulation
Ⅰ引言
传统的串联电容器（如晶闸管投切电容器、可控串联补偿器、晶闸管投切串联电容器）是通过投切电容来改变输电线路感抗，从而提高输电线路的有功传输能力的。传统的串联电容器是由开关器件直接串联到线路中，因此可能产生大量谐波，且容易引发线路的LC震荡及次同步振荡，导致系
基金项目：陕西省2010年科学技术研究计划资助项目（2010K733）
统不平衡[1-5]。而静止串联同步补偿装置SSSC是一个串联连接的同步电压源，通过向系统串入一个幅值可调、几乎接近正弦的电压分量来实现系统的无功补偿，它不会引发谐振，且补偿的范围较宽，具有更高的灵活性和可控性。
目前国内外对SSSC的研究还处在理论分析和研制阶段，对其数学模型、控制策略和逆变器拓扑的研究还很不够。如文献[1-3]没有给出补偿电压的相位确定方法，文献[4、5]采用传统的PI控制。虽然PID控制易于实现，但其对参数变化及扰动敏感，参数不易确定，对改善系统的动态特性不显著。文献[6]采用逆系统方法将原系统线性化解耦，构造出伪线性系统进行控制设计，同PI相比较其控制更高效，但逆系统解耦线性化得到的子系统是伪线性，故存在隐动态。
本文建立了SSSC在同步旋转dq坐标系下的非线性数学模型。利用状态反馈精确线性化对SSSC的非线性模型进行线性化，将非线性系统转化为线性系统，然后采用变结构控制原理来设计SSSC控制器，实现了SSSC补偿输电线路有功及无功功率的功能。PSCAD仿真软件仿真表明：设计的控制具有更快的响应速度，提高了系统的动态跟踪性能。
2SSSC的数学模型
SSSC如图1所示，它由多相逆变器和直流储能控制器构成，它串联在输电电路上，提供一个滞后于输电线路90°的电压来对输电线路的电感进行补偿，从而提高线路的输电能力。图1SSSC原理图
Fig.1SSSCschematics
SSSC的电路图如图2所示，左下侧是由6个IGBT全控器件组成的电压型逆变器，其直流侧是自充电电容。逆变电压通过低通滤波器后接到变压器上，通过锁相环使变压器电压相角滞后输电线电流90°，这样SSSC就可等效于一个串联电容器，补偿度可视具体需要而定。
图2SSSC电路图
Fig.2SSSCcircuitschematics
根据图2可建立SSSC的暂态数学模型如下：
式（1）中为直流侧电容电压；C为滤波电容器；R、L为逆变器等效电阻及滤波电感；Uc为滤波后交流电压；Is为滤波器电感电流；Ic为换流器输出电流。S为开关管的开关状态,Uno为N，O两点间电压,对该模型进行Park变换，其中Park变换的相角信号由输电线路中的经过PSCAD中PLL锁相环所得。
由此可得系统在dq坐标下的数学模型。
系统的状态变量为[，，，]，控制输入为[]，控制输出为，。式(2)中存在状态变量与控制变量相乘的项，可见系统是一个非线性强耦合的系统。
3SSSC的控制策略
3.1SSSC线性化
由于系统模型中的直流侧电容电压状态变量给线性化过程带来不便，故对电容电压采用外环PI控制使得电容电压维持稳定。将式2写成非线性的标准形式：
其中根据式2
选取经过Park变换后的滤波器电容电压与作为系统的输出量。即根据文献[6]及式3得到系统输出的各阶不等于0的导数为：
由式(3)可知：系统的两个输出对应的关系度均为2，即，与系统的阶数相等。因此，线性化条件成立。根据多输入多输出精确线性化原理及映射坐标选择原则，可将原系统状态方程式（2）转化为
对式5求导得brunovsky标准型
系统控制输出为，
则系统可表示为
式（7）为系统非线性模型经精确线性化后所得到的线性模型。由于式（1）第三式中直流侧电容电压的稳定问题，该线性系统存在隐动态。
3.2直流侧电容电压的控制
直流电容一方面为SSSC的损耗提供能量，另一方面为换流器与输电线之间的能量交换提供支持。通过PI控制，将其输出作为SSSC变结构控制的电压d轴分量指令值，以维持电容电压稳定，其控制框图如图3所示。加入限幅环节是为了防止因PI调节器输出量超调而引起系统振荡。其中，PI调节参数p=0.4，i=0.05。
图3直流侧PI控制
Fig.3DCsidePIcontrol
3.3控制系统指令值的确定
SSSC通过补偿输电线路上的阻抗来控制输电线路的传输容量。选取经过Park变换后的滤波器电容电压与作为系统的输出量。如图4所示，q轴分量通过阻抗补偿指令值与输电线路电流的d轴分量相乘获得。
图4指令值的计算
Fig.4Acommandvaluecalculation
趋近律方法是变结构控的一种典型控制策略，这种控制方法既可以对系统在切换面附近或沿切换面的运动段进行分析，也可以有效地对系统趋近段的动态过程进行分析和设计，从而保证系统在整个状态空间内具有良好的运动品质。
系统的控制目标为，。变结构控制具有较强的鲁棒性，采用具有较快收敛性能的指数趋近律的设计方法。变结构指数趋近率为：
式中，和k为变结构控制率的调节参数，为符号函数。根据brunovsky标准型，线性系统的控制率为：（8）
式中，取值相对较小，k,c取值适当的增大可以使系统获得较快的跟踪速度，而减小可以使系统减小抖动。由线性化得到的系统线性模型及控制指令值得到的线性系统的控制率可得原系统的控制率为：
由式（7）可求出原系统的控制率、，对、进行dq逆变换，得到逆变器的控制脉冲。
4仿真验证
为了验证设计的SSSC控制器的性能，采用PSCAD搭建仿真模型进行分析。图5为采用PSCAD对系统模型式（2）进行Park变换的具体实现框图。
图5电压电流Park变换
Fig.5VoltageandcurrentParktransformation
而在PSCAD中原系统的控制率框图如下图6所示
图6原系统控制律框图
Fig.6Theoriginalsystemblockdiagramofthecontrollaw
经过精确线性化变结构控制设计后得到的系统得到的线性系统控制率如下图7所示
图7线性系统控制律框图
Fig.7Linearsystemblockdiagramofthecontrollaw
图8（a）为SSSC对输电线路实现补偿下SSSC输出的电压；图8（b）输电线路中的同相电流。可以看到SSSC输出的电压相位与输电线路中的电压相位相差90°，补偿了输电线路电抗、减小了无功功率传输、增大了有功功率传输能力。输电线路变为纯阻性，电压电流同相位，如图8（b）、（c）。
（a）SSSC补偿电压
Fig.(a)SSSCcompensationvoltage
（b）输电线路电流
Fig.(b)Transmissionlinecurrent
（c）输电线路电压
Fig.(c)VoltageTransmissionLine
图8SSSC相角关系
Fig.8SSSCphaseanglerelationship
图9说明逆变器的输出电流波形有明显缺陷。故加入无源滤波装置，装置参数设置如下：滤波电感为3.5mH、滤波电容为80uF。
图9未加滤波器输出波形
Fig.9Notplusfilteroutputwaveform
加入滤波器后仿真发现，SSSC和线路中谐波减小。
为了验证该控制策略的可靠性，1S时在输电线路投入另一负载。图10为动态补偿下的仿真波形。
（a）SSSC动态补偿电压
Fig.(a)SSSCdynamiccompensationvoltage
（b）输电线路电流
Fig.(b)Dynamiccurrenttransmissionline
（c）SSSC动态补偿有功功率
Fig.(c)SSSCdynamiccompensationactive
（d）SSSC动态补偿无功功率
Fig.(d)SSSCdynamicreactivepowercompensation
图10动态补偿波形
Fig.10Dynamiccompensationwaveform
由图10（a）（b）可见，当负载发生突变的情况下，SSSC补偿电压的幅值和相位与输电线路的电流随着负载的变化迅速反应，由图10（c）（d）可看到，在动态补偿的情况下，输电线路上的有功及无功功率能快速的随着负载的有功及无功功率的需求做出改变并迅速维持稳定。仿真结果表明了在本控制策略下系统控制器具有较快的响应速度，并且能在改变后维持稳定。
5结论
基于线性化和变结构控制的SSSC非线性控制策略，在装设有220kV的输电线路上建立了SSSC在同步旋转dq坐标系下的非线性数学模型。利用状态反馈精确线性化对SSSC的非线性模型进行线性化，然后采用变结构控制原理来设计SSSC控制器，实现了SSSC补偿输电线路有功及无功功率的功能。利用PSCAD搭建仿真模型，在此控制策略下与传统PID控制的静止同步串联补偿器进行仿真对比，可以看出精确线性化变结构的控制器有良好的快速响应特性，系统具有良好的暂态控制性能及动态跟踪性能。
参考文献
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【关键词】稳压电源；设计；参数
任何电子设备的工作都离不开直流电源，晶体管、集成电路正常工作都需要直流电源供电。提供直流电的方法主要有干电池和稳压电源两种。干电池具有输出电压稳定便于携带等优点但是其容量低寿命短的缺点也十分明显。而直流稳压电源能够将220V交流电转换为源源不断的稳定的直流电.它由变压、整流、滤波、稳压四部分电路等组成。参考电路如图1所示。
1.变压
稳压电源的输出电压一般是根据仪器设备的需要而定的，有的仪器设备同时需要几种不同的电压。单独的稳压电源，其输出电压在一定的范围内可以调节，当调节范围较大时，可分几个档位。因此，需要将交流电通过电源变压器变换成适当幅值的电压，然后才能进行整流等变换，根据需要，变压器的次级线圈一般都为两组以上选用合适的变压器将220V±10%的高压交流电变成需要的低压交流电，要满足电源功率和输出电压的需要，变压器选用应遵循以下原则：
（1）在220V±15%情况下应能确保可靠稳定输出。一般工程上变压、整流和滤波后的直流电压可以按下面情况确定：
一是要考虑集成稳压电路一般是要求最小的输入输出压差；二是要考虑桥式整流电路要消耗两个二极管正向导通的压降；三是要留有一定的余量。输出电压过高会增加散热量，过低会在输出低压时不稳定，由此来确定直流电压.
（2）变压器要保留20%以上的电流余量。
2.整流
是将正弦交流电变成脉动直流电，主要利用二极管单向导电原理实现，整流电路可分为半波整流、全波整流和桥式整流。电源多数采用桥式整流电路，桥式整流由4个二极管组成，每个二极管工作时涉及两个参数：一是电流，要满足电源负载电流的需要，由于桥式整流电路中的4个二极管是每两个交替工作，所以，每个二极管的工作电流为负载电流的一半；二是反向耐压，反向电压要大于可能的最大峰值。
（1）电流负载ID>IL；
（2）反向耐压为变压器最高输出的峰值VD>V2。
3.滤波
滤波的作用是将脉动直流滤成含有一定纹波的直流电压，可使用电容、电感等器件，在实际中多使用大容量的电解电容器进行滤波。图中C2和C4为低频滤波电容，可根据实验原理中的有关公式和电网变化情况，设计、计算其电容量和耐压值，选定电容的标称值和耐压值以及电容型号（一般选取几百至几千微法）。
C1和C3为高频滤波电容，用于消除高频自激，以使输出电压更加稳定可靠。通常在0.01μF～0.33μF范围内。
（1）低频滤波电容的耐压值应大于电路中的最高电压，并要留有一定的余量；
（2）低频滤波电容C2选取应满足：C2≥（3～5）；RL为负载电阻，T为输入交流电的周期。对于集成稳压后的滤波电容可以适当选用数百微法即可；
（3）工程上低频电容C2也可根据负载电流的值来确定整流后的滤波电容容量，即：C2≥（IL/50mA）×100uF。
4.稳压
经过整流和滤波后的直流电压是一个含有纹波并随着交流电源电压的波动和负载的变化而变化的不稳定的直流电压，电压的不稳定会引起仪器设备工作不稳定，有时甚至无法正常工作。为此在滤波后要加稳压电路，以保障输出电压的平稳性。稳压方式有分立元件组成的稳压电路和集成稳压电路。分立元件组成的稳压电路的稳压方式有串联稳压、并联稳压和开关型稳压等，其中较常用的是串联稳压方式。
（1）串联稳压电路
串联稳压电路工作框图如图2所示，它由采样电路、基准电压电路、比较放大电路和调整电路组成。
（2）集成稳压器
随着集成工艺技术的广泛使用，稳压电路也被集成在一块芯片上，称为三端集成稳压器，它具有使用安全、可靠、方便且价格低的优点。
三端稳压器按输出电压方式可分为四大类：
①固定输出正稳压器7800系列，如7805稳压值为+5V。
②固定输出负稳压器7900系列。
③可调输出正稳压器LM117、LM217、LM317及LM123、LM140、LM138、LM150等。
④可调输出负稳压器LM137、LM237、LM337等。
关键词：DC-DC；白光LED；驱动电路；PWM
中图分类号：TN432文献标识码：A
ResearchandDesignofWhiteLEDDriverBasedonDC/DC
ZHANJun，MAXiao-jun
(CollegeofAutomation，NanjingUniversityofTechnology，Nanjing210009,China)
Abstract:LEDhasdevelopedrapidlyinrecentyearsbecauseofitscharacteristic,suchasenvironmental,durableandlowpowerconsumptionetc.TheresearchandthedesignofLEDdrivesalsobecomepopular.ThispaperdesignstheboostDC/DCcircuitswithPWMdimmingandcurrent-modecontroltodrivetheloadLEDs.ThenitsimulatedwiththeSpectresoftwareandtheresultsshowthatthissystemcanworkproperlyandcanalsomeetthedesignrequirements.
Keywords:DC-DC；whiteLED；drivecircuit；PWM
随着半导体照明技术的发展，LED作为新型的照明器件，具有安全、环保、高效、节能和使用寿命长等特性，得到了广泛的应用。而白光LED将代替白炽灯、荧光灯和高压气体放电灯等传统光源，成为21世纪的新一代光源，其应用前景十分巨大，因此对白光LED驱动电路的研究有重要的理论意义和应用价值。
1白光LED驱动方式
目前，LED照明的应用主要集中在两个方向上，一个是需要高亮度照明的应用场合，包括大平面液晶的背光照明、汽车用照明、家用及户外照明等，对于这种大功率的照明应用场合，LED在功耗和寿命上面的优势很明显。另一个是低亮度应用场合，包括手机、PDA等小型便携式电子产品的背光照明，电子仪表的照明等。随着这些便携式电子产品的液晶显示屏从黑白背景换成了彩色背景，要显示色彩丰富逼真的图像，就必须放弃有色LED作为液晶背光照明的方案，而采用白光LED照明方案[1]。
由于对亮度均匀性的要求及其自身的特点，白光LED需要有适合的驱动电路才能达到满意的发光效果。目前，白光LED驱动电路按照负载连接方式分为：并联型、串连型和串并混联型；从提供驱动源的类型分为：电压驱动型和电流驱动型。通常白光LED的驱动分类是结合上面两种分类，分为以下四种常用的电源驱动：①电压源加镇流电阻；②电流源加镇流电阻；③多路电流源；④磁升压方式驱动串联LED。
2开关电源DC-DC转换器
原始电源有各种形式，但无论哪种电源，一般都不能直接给LED供电。因此，要用LED作照明光源就要解决电源变换的问题。开关稳压电压简称开关电源（switchingpowersupply），因电源中起调整稳压控制功能的器件始终以开关方式工作而得名。开关电源的核心为电力电子开关电路，根据负载对电源提出的输出稳压或稳流特性的要求，利用反馈控制电路，采用占空比控制方法，对开关电路进行控制。
开关电源DC-DC转换器由控制级电路和功率级电路组成，功率级主要由电感、电容、开关管和整流管组成。在开关管闭合的时候，将能量储存在电感中，在开关管关断的时候，电感中的能量会通过整流管进入到电容，这样就实现了能量的传输和转换。
2.1开关电源DC-DC转换器的分类
DC-DC转换器的功率级有几种拓扑结构，由于开关以及滤波元件的组合位置不同，最后产生的直流电压和输入电压的大小关系也不同。如果比输入电压大,称之为升压型转换器；如果比输入电压小,称为降压型转换器；既可以比输入电压大，也可以比输入电压小，则称之为升降压型转换器，它们都是从相同的基本单元经过一些变换得到的。而控制级电路主要是利用输出量的反馈，产生一定的方波信号来控制开关管，从而得到稳定的输出电压[2]。
（1）Boost变换器――升压变换器，其输出平均电压Vo大于输入电压Vin，极性相同；
（2）Buck变换器――降压变换器，其输出平均电压Vo小于输入电压Vin，极性相同；
（3）Buck－Boost变换器――降压或升压变换器，其输出平均电压Vo大于或小于输入电压Vin，极性相反，电感传输。
2.2PWM控制基本原理
大部分DC/DC变换器都是通过控制功率MOSFET导通时间和脉冲周期之比（即占空比）来改变输出电压的，这种控制方式通常称为脉冲宽度调制（PWM）[3]。在PWM控制器中，对输出电压Vo进行检测，并采样Vf=KVo的电压反馈，加至运放的同相输入端，一个固定的参考电压VR加至运放的反相输入端。放大后输出直流误差电压Ve加至PWM比较器的反相输入端；将固定频率振荡器产生的方波，经锯齿波发生器产生锯齿波信号Vosc，加至PWM比较器的同相输入端。Ve和Vosc经PWM比较器比较后输出一个方波信号，此方波信号的占空比随着误差电压Ve变化，这样就实现了脉宽调制。图1是PWM控制波形的示意图。
PWMDC-DC转换器具有很高的效率，其原因是开关晶体管的耗散功率小，在开关管导通的时候，由于开关晶体管的饱和压降非常低，即使流过的电流较大，总的消耗功率较小；在开关管截止时，流过晶体管的电流很小，消耗的功率仍然很小，开关电源总的消耗功率能保持在较低的水平，其大小基本与负载电路无关，具有较高的效率。
2.3升压式DC-DC开关变换器的工作模式
升压式DC-DC开关变换器的工作模式是依据流经电感的电流是否降为零来区分，一般可区分为两种工作模式[4]：
（1）连续导通模式(continuous-conductionmode;CCM)；
（2）不连续导通模式(discontinuousconductionmode;DCM)。
当流过电感的电流不会降为零时，定义转换器工作在连续导通模式，而当其电感电流将会降为零时，定义转换器工作在不连续导通模式，亦即流经电感器之电流为不连续。
3PWM升压式DC-DC转换器内部电路的设计
本文设计的芯片是升压式DC-DC转换芯片，采用PWM控制方式和电流控制模式，对外接串联的LED进行驱动，有两个反馈回路，一个是通过采样电压监视输出电压的环路，另一个是功率开关管的电流检测回路环路。总的电路原理框图如图2所示。图中，由外部分压电阻反馈回来的电压从反馈信号输入脚FB输入，电流反馈从功率开关管发射极电阻上取样。
升压式DC-DC变换器的基本电路是由1.2MHz振荡器、斜坡发生器、RS触发器、带隙基准电路、误差放大器A1、PWM比较器A2、电流采样回路和开关管驱动器组成的。
1.25V基准电压源经两个电阻分压后产生95mV的基准电压，输入误差放大器A1的同相端，其反相端接与检测流过LED电流成比例的反馈电压，误差放大器A1的输出端接PWM比较器A2的反相端。振荡器产生1.2MHz的方波，输入斜坡信号发生器上，产生相应的斜坡信号。一个正比于开关电流的电压加到稳定的斜坡电压上，其总和送到PWM比较器A2的同相端。比较结果输入RS触发器以控制开关管的导通。
误差放大器是将反馈回来的电压同95mV的基准电压进行比较，将其差值放大，并输入到PWM比较器的反向端，这个差值将与来自同向端的信号进行比较，并将输出信号输入到触发器的R端，触发器的S端接振荡器产生的1.2MHz的方波信号，在每一个振荡器周期中，RS触发器以一定的占空比来控制开关管的导通及截止。当这个电压超过A2反相端的电压时，RS触发器复位，关闭开关管。
误差放大器设定了正确的开关管峰值电流的大小来保持输出电流的稳定。如果误差放大器A1输出电压有增加（说明流经LED的电流小了），则需要增加PWM的占空比，使有更多的电流提供输出以保证电流的稳定。
设计指标：
输入电压范围：2.5～10V
工作环境温度：-40°C～85°C
最大输出电流：20mA
芯片转换效率：85%
开关频率：1.2MHz
4电路总体仿真
根据总体设计，电路是用来驱动串联白光LED均衡发光，图3为应用电路，输入偏置电容为1uF，输出电容为0.22μF，储能电感大小为22μH，升压二极管采用低压降的高速肖特基二极管，R1串联在LED支路中，用来检测LED电流大小，将采样值输入反馈端FB。
用Spectre对整个电路进行模拟，输入电压为3V，可以得到输出信号波形。同时可以测得流过负载的电流波形，以及当使能控制为低时的静态电流，分别如图4、5、6。由图4，电路为开关型输出，输出电压纹波小于100mV。图4在检测电阻为4.75Ω时，负载电流为20mA。
跟据上面的模拟结果可以看出，作为LED驱动电路，系统能够达到设计要求，能够提供稳定的工作环境。
参考文献
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关键词：补偿式；无触点；PLC；稳压器
DOI：10.16640/ki.37-1222/t.2017.01.176
1目前市场同类产品研究及生产状况
稳压器的主要电路结构，从最初的机械碳刷式到无触点补偿式，经历了好几代的发展变化，但目前市场上的很多大功率交流稳压器仍是机械碳刷式结构。机械碳刷式稳压器有着许多缺点和不足，已远不能适应现代科技的需要。
国内关于交流稳压器的研究较为活跃，其研究的主要内容分为两个大的方向：
1.1无触点补偿式大功率交流稳压器[1]
无触点补偿式大功率交流稳压器[1]提出通过改变变压器的绕组组合来改变输出电压：一种是纯补偿式，它的拓扑结构如图1.1所示。
通过双向可控硅的通断，控制补偿变压器组合的投入、退出或改变极性，从而达到稳定输出电压的目的。可控硅通过桥臂形式，直接接在相线与零线之间（220V），因而工作电压高，换档时产生的浪涌电流大；同时，这种电路在可控硅误导通时，很容易造成相线与零线之间短路，瞬间就会烧毁可控硅，故其可靠性很差。另一种是自耦调压补偿式[2][3]，这种结构通过控制双向可控硅的通断，来切换自耦变压器的抽头，从而改变补偿变压器补偿电压的大小和极性，达到稳定输出电压的目的。
1.2高频开关型交流稳压器
高频开关型交流稳压器把先进的高频开关电源技术引入到交流稳压器中，从而可以取得减小体积和重量，具有效率高、响应速度快的优点[4]。但因其电路复杂，价格很高，难以做到大容量输出。
2单相交流稳压电源的设计
要保证电源装置能做到精密地控制和可靠地运行，必须采用电力电子技术，在装置中使用电力半导体器件。基于此，设计了一种新型的采用PLC控制的无触点补偿式大功率交流稳压器。
2.1稳压器电磁原理分析
2.1.1电压串联补偿原理
电压串联补偿技术原理如图2.1所示。
由图2.1可知：，为电网侧输入电压，为补偿电压，为稳压器输出电压。当低于时，调压装置使为正补偿；当等于时，调压装置不动作，为0补偿。当高于时，调压装置使为负补偿。稳压器[5]只需补偿电压设定值和实际值的偏差电压，而无需承担负荷的全部电压，采用电压串联补偿技术研制的稳压器即可做到。
2.1.2主电路拓扑结构
稳压器的主电路拓扑结构如图2.2所示[6]：主电路由带分接头的自耦调压变压器和串联补偿变压器组成。
为通过智能控制系统控制的固态继电器模块。通过改变自耦变压器的变比而控制自耦变压器的二次电压，通过改变补偿变压器的一次绕组的接入点而控制补偿电压的正负。与补偿变压器T2一次绕组并联的RC电路是为了抑制在换挡瞬间因补偿变压器T2一次绕组暂时开路而引起的冲击电流。
2.2控制系统硬件组成
设计采用西门子S-200系列PLC、模拟量输入模块组成控制系统，触摸屏采用台达DOP-B系列触摸屏。控制系统的硬件组成框图如图2.3所示。
交流固态继电器介绍。交流固态继电器SSR[7]是一种无触点通断电子开关（SolidStateRelays），由输入电路，隔离（耦合）和输出电路三部分组成。它利用电子元件（如开关三极管、双向可控硅等半导体器件）的开关特性，可达到无触点无火花地接通和断开电路的目的，为四端有源器件，其中两个端子为输入控制端，另外两端为输出控制端。当施加输入信号后，其中主回路呈导通状态，无信号时呈阻断状态。整个器件无可动部件及触点，因此又被称为“无触点开关”。
2.3PLC系统设计与程序编写
2.3.1PLC主程序编写
PLC主程序主要是对定时器、初始值、子程序读取、寄存器、计数等相关设置。程序开始运行时，先将档位实际输出初始值进行设置。通过初始化程序，将额定电压设定设为40V，阈值设为2V，并将所有输入输出端口和寄存器初始化。
初始化程序1：由于PLC量程为（-27648～27648），电压变送器的量程0～250V转化为0～10V，对应40V为4424，并将其赋值给VW500作为电压设定值；将1给VW502默认T3定时器为1*10ms；VW504阈值为0.8V；VW506为档位判断前时间间隔；VW510为总周期。
初始化程序2：VW2为当前偏差；VW4为前挡偏差；VW6为执行档位；VW100为实际档位；VW98为周期次数；将其全部置0初始化。
初始化程序3：初始化输出端0100001，对应点数输出0挡。
电压判断程序流程图如图2.9所示。
通过设定初始值与采集值进行比较，判断偏差与零的大小，根据判断进行档位判断，从而调节比例大小，进而调节输出电压。
利用PLC控制和电力电子技术，实现了智能的单相交流稳压电源的设计，它容量更大，可靠性更强，精度更高。克服了机械触点式稳压器故障率高、噪声大、损耗大的缺点，适用于对环境要求较高、对电压稳定性要求高的用户。
参考文献：
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关键词：无线抢答器；WIFI模块；手机APP；Android
1概述
目前在各类知识竞赛中，抢答器是一种广受欢迎的设备。按抢答按键与主机显示器连接方式分类，现有的抢答器可分为有线和无线两种。有线抢答器是早期出现的产品，存在着布线繁琐、成本高、体积大等缺点[1]。目前大多数抢答器设备的抢答按键与主机是通过短距离无线通信完成的，无线模块通常采用NRF905等2.4G无线模块[2]；该无线传送方案由于需要开发无线按键设备，因为也同样有着设备成本高等缺点[3]。随着智能硬件的发展，本设计提出了采用WIFI网络作为通信，以手机APP作为抢答终端的新型抢答器方案，有效地解决了传统抢答器中存在的问题。
2总体方案设计
本设计总体方案框图如图1所示，分为手机APP软件模块（上位机模块）和以AT89S52单片机为核心的主机显示器模块（下位机模块）两个部分。手机APP安装在抢答选手的手机上，选手通过手机APP上的抢答按钮进行抢答，抢答信号通过手机WIFI网络传送到下位机模块的WIFI串口模块进行接收，数据过单片机处理后显示抢答成功的选手编号。
3下位机硬件电路设计
下位机硬件电路原理图如图2所示。
3.1稳压电源模块
下位机电路原理图中，单片机系统采用电源为5V直流电压供电，WIFI串口模块电源为3.3V直流电压供电，大尺寸数码管第一段为5个发光二极管串联，因此采用电源为12V直流电压供电。稳压电源模块电路采用变压器将AC220V转换为AD12V，整流滤波后经过稳压芯片LM7812和LM7805稳压得到12V和5V直流电压。WIFI模块串口工作时需要100MA以上的电源，因此采用LM2596-3.3DCDC模块，将整流滤波后的电压直流转换为3.3V电压输出，以提高转换效率。
3.2WIFI串口模块介绍
WIFI串口模块采用型号为ESP-01S模块，该模块核心处理器为ESP8266。ESP8266为32位微型超低功耗MCU，支持时钟频率为80MHz和160MHz，其主要参数有：
（1）无线参数：无线标准802.11b/g/n和频率范围2.4GHz-2.5GHz
（2400M-2483.5M）
（2）硬件参数：数据接UART/HSPI/I2C/I2S/IrRemoteControl/GPIO/PWM；工作电压3.0-3.6V（建议3.3V）；工作电流平均值：80mA、外部接口N/A。
（3）软件参数：无线网络模式station/softAP/SoftAP+station，软件开发支持客户自定义服务器和提供SDK给客户二次开发，网络协议IPv4，TCP/UDP/HTTP/FTP，用户配置AT+指令集，云端服务器，Android/iOSAPP。
3.3单片机最小系统
下位机以AT89S52单片机为核心，AT89S52单片机最小系统电路包括按键复位电路，晶振电路模块。单片机通过串行口与WIFI串口模块进行通信。单片机的P0口输出数码管段选数据，因此再接上拉电阻。单片机的P1口接4个独立按键，用来实现扩展功能。
3.4大尺寸数码管显示器
显示器采用两位数码管显示，由于成品显示器尺寸较小，远距离观看不清，因此文章采用高亮发光二极管（LED）串联的方式，按数码管电路原理设计了大尺寸的数码管，使得距离显示器50米外也能看清显示数字。数码管的每一段采用6个LED以两并三串的电路结构组成，3个LED串联的导通电压为6V左右，本设计采用12V电源供电，因为采用在驱动电路中增加限流电阻。
显示器模块由ULN2003A驱动芯片进行驱动显示，该芯片为高压大电流达林顿晶体管阵列电路，具有7个独立的反相驱动器，每个驱动器的输出灌电流可达500mA，导通时输出电压约1V，截止时输出电压可达50V。如图2所示，大尺寸数码管采用共阳极接法，单片机P0口输出段选数据，经ULN2003驱动输出，低电平有效，J1接数码管的段选A-H。单片机P2口输出数码管位选数据，经ULN2003驱动和三极管8550输出，本设计采用了4位数码管，J2接数码管的位选端。
4手机APP软件设计
4.1APP开发工具介绍
AppInventor全称GoogleAppInventor，是一款专门开发基于Android操作系统的APP应用软件的设计工具，由谷歌公司最先设计推出，并于2012年交由麻省理工学院行动学习中心进行完善设计并推出[4]。AppInventor开发工具开发过程简
单，不需要学习JAVA等编程语言，主要采用搭积木式设计方式，对不是计算机专业的开发者来说入门简单[5]。
4.2APP软件功能
APP软件分为主持人控制APP和选手抢答APP软件。主持人控制APP软件有开始抢答按钮、复位按钮，用于控制下位机主机开始抢答和结束本轮抢答功能。同时主持人控制APP软件能设置后台抢答时间和选手回答问题的时间，默认状态抢答时间为8秒，无人抢答说明全部选手弃权，回答问题时间为20秒。可以通过加、减键修改抢答和回答问题的时间，修改完成后按结束键，新设置的时间立即生效。主持人按开始键后，下位机倒计时5秒后选物才能开始抢答，选手抢答成功，数码管显示屏显示抢答成功的选手编号。当下位机倒计时5秒未完成而选手抢先按下抢答键视为犯规，数码管显示犯规选手编号，并通过声光警示。
5结束语
本文介绍了一种新型的WIFI抢答器设计方案。自制的大尺寸数码管进行显示，并采用了APPInventor安卓系统软件开发工具设计了选物抢答APP软件和主持人控制APP软件；通过对手机软件的开发对下位机进行控制和显示。该抢答器具有成本低，功能扩展方便等优点，为智能硬件发展提供了新的方案。
参考文献
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[3]徐学君，阮承治.基于51单片机的无线抢答器设计[J].电子世界，2014，14：30-31.
关键词：无功补偿；谐波污染；电容器；拟制措施
中图分类号：TM53文献标识码：A文章编号：
随着我国城市化进程的加快，城市电力行业得到进一步的发展，人们对于城市电力系统的安全运行也提出了更高的要求。无功补偿装置作为电力系统的重要组成部分，是提高系统功率因数、确保电力系统安全运行及改善电能质量的重要举措。但随着大量非线性电气设备的应用，电力系统谐波污染问题日益严重。这些谐波电流在一定程度上威胁到无功补偿装置的安全运行，使得补偿电容器的故障率越来越高，并导致电容器电流增大而缩短电容器的使用寿命。同时，无功补偿电容器容易与系统发生谐振，将使谐波放大，严重威胁到设备安全及系统的稳定。因此，电力管理人员必须清晰认识到谐波污染带来的危害，合理设置电容器，确保无功补偿装置和电力系统的安全。
1电网谐波的产生及其影响
在工业和民用建筑电气设备中，有许多非线性负载，这些非线性负载能产生各次的高次谐波，被称为谐波电流源。公用电网中的谐波源主要是各种电力电子装置(含家用电器、计算机等的电源部分)、变压器、发电机、电弧炉和荧光灯等。工业用电系统中，大多数为三相负载，其三相整流装置所产生的特征谐波主要是5次及5次以上的高次谐波，而在民用建筑电气设备中，多数为单相负载。这些单相整流装置产生的特征谐波主要是3次及3次以上的特征谐波。另外由于变压器磁化曲线的非线性，其励磁电流也含有高次谐波分量，其主要是3次谐波和5次谐波。
谐波电流和谐波电压的出现对公用电网是一种污染，它使用电设备所处的环境恶化，也对周围的通讯系统和公用电网以外的设备带来危害。谐波的危害有很多方面，如谐波电流会使输电损耗变大，使电动机过热和运行不稳定，造成继电保护装置误动作等。这里我们主要讨论非线性负载所产生的高次谐波电流对无功补偿电容器的影响。
各次谐波与正弦波的基波合成结果就是一个非正弦波，这就是通常所说的畸变波形。这些畸变波形对并联电容器的影响很大，当电容器的端电压为非正弦波时，会在电容器介质中产生附加的有功损耗，就产生了额外发热，使电容器温度升高。电压波形的畸变还会加速电容器介质的老化；另外，电容器在谐波频率下的容抗比在基波频率下小很多倍而电网中的变压器在谐波频率下的感抗比在基波频率下大很多倍，导致谐波电流大部分流入并联电容器，会造成电容器过负荷，甚至烧毁并联电容器。
2谐波的放大现象
在配电系统中常常会出现这种情况，当并联电容器投入运行时，会使并联电容器回路中流入的谐波电流大于非线性负载所产生的谐波电流，这就是所谓的谐波放大现象。
现在我们用供电系统与并联电容器的简化电路来进行分析，见图1。(简化电路的前提是：线性负载的阻抗比系统阻抗大很多，因此线性负载支路的分流很少，为了简化起见在简化电路中忽略了线性负载支路)图中，In为谐波源的n次谐波电流；Isn为进入电网的谐波电流；Icn为进入电容器的谐波电流。
如图所示，忽略系统的n次谐波电阻Rsn，则
(1)
(2)
图1a系统图
图1bn次谐波电流等效电路
式中：Xsn—n次谐波电抗(Ω)，Xsn=nXs；
Xs—工频短路电抗(Ω)；
Xcn—并联电容器n次谐波电抗(Ω)，Xcn=(n/1)Xc；
Xc—并联电容器基波电抗(Ω)。
由式(1)、(2)可见，Isn和Icn方向相反，且|In|=|Ins+Inc|。可见，由于并联了电容器，使得流过系统的电流和流过电容器的电流可能大于谐波电流，这种现象称为谐波电流放大。仅当Isn>In时，称系统谐波电流放大；当Icn>In时，称电容谐波电流放大；当Isn、Icn同时大于In时，称谐波电流严重放大。最为严重的是，当Xsn=Xcn时，并联电容器与系统对次谐波产生并联谐振，此时，Isn、Icn均远大于In。谐振点谐波次数为n0=(Xc/Xs)0.5，若谐波源中含有次数接近n0的谐波，虽不谐振，但也会导致该次谐波被放大。
上述分析表明，当为提高系统功率因数而进行电容无功补偿时，如果电容补偿装置参数选择不当，就可能产生电容器谐波电流放大或谐振现象，致使电容器因长时间处于过负荷工作情况下而烧毁，或者工作在过电压的情况下而击穿。
3抑制方法
3.1抑制并联电容器谐波电流的方法
由前述分析可知，在有谐波源的系统中，单独使用电容器进行无功补偿，会造成谐波电流通过并联电容器使其过载。为防止这种情况发生，一般采取以下三种方式抑制并联电容器谐波电流：
减少使用或不使用产生谐波的电气设备；
(2)改变电网的参数；
(3)在并联电容器支路中串联一个电抗器。
上述三种方法中只有第三种是切实可行的，也就是在并联电容器支路中串联电抗器，用来抑制流向并联电容器中的谐波电流。现在我们用图2来分析串联电抗器之后的情况。如图2所示，串接电抗器之后，Isn和Icn变为：
(3)
(4)
图2a串联电抗器后的系统图
图2b串联电抗器的次谐波电流等效电路
式中：XL—串联电抗器的基波电抗(Ω)。
当nXL-(Xc/n)>0时，此时支路成感性，In电流是在两个感性支路间分配，所以Isn和Icn均小于In，这就有效防止了n次谐波被放大。
3.2串联电抗器的参数选择
3.2.1串联电抗器的电抗率计算
电抗率就是串联电抗器的感抗与并联电容器的容抗之比，用百分数表示。在无功补偿并联电容器回路中串联一组电抗器，其感抗值的选择应使在可能产生的各次谐波下均使电容器回路中的总阻抗为感性，而不是容性，这就从根本上消除了产生谐波的可能。串联电抗器感抗的计算如下：
XL=KXc／n2(5)
式中：XL—串联电抗器的工频感抗(Ω)；
n—可能产生的最低次谐波次数；
K—可靠系数(一般取1.2～1.5)；
X—补偿并联电容器的工频容抗(Ω)。
在《并联电容器装置设计规范》GB50227-95中，对于抑制次谐波的串联电抗器的电抗率都有推荐值。例如，抑制5次谐波的串联电抗器推荐的电抗率为0.06，抑制3次谐波的串联电抗器推荐的电抗率为0.12。
3.2.2串抗器与电容器额定电压的匹配问题
当无功补偿电容器支路串联电抗器之后，会使并联电容器的端电升高。根据《并联电容器装置设计规范》中5.2.2.3条规定：电容器端子运行电压应计入接入串联电抗器引起的电容器运行电压升高，其端电压升高值按下式计算：
(6)
式中：Uc—电容器端子运行电压(kV)；
S—电容器组每相串联段数；
Us—并联电容器装置母线电压(kV)；
K—串抗的电抗率(%)，k=XL/XC。
按《电力系统电压和无功电力技术导则》规定，变电站母线电压有一定的允许范围。例如，变电站10kV母线电压合格范围应为10～10.7kV。所以，串联电抗器的电抗率的选择还要与电容器的额定电压和母线电压的允许范围相匹配。除此之外，还要注意电抗率对谐振点谐波次数的影响，要使串抗器参数的选择避免使并联和串联谐振点及谐波电流严重放大区的谐波次数接近该系统主要谐波源的谐波次数。
4结语
电力系统谐波污染问题日益严重，严重威胁到无功补偿装置及电力系统的安全运行。因此，电力工作者必须高度重视谐波污染的处理，通过结合电力系统的实际情况，正确设置无功补偿装置的相关参数，并制定切实有效的拟制措施，最大限度降低谐波的危害。本工程通过对串联电抗器参数的调整，有效改善了无功补偿装置的安全性，取得了较好的社会效益。
参考文献
关键词：串联多端直流输电；无功补偿；理论；技术；控制策略
中图分类号：TM721文献标识码：A
近年来为了满足经济发展的需求，我国加大了电网建设力度，通过对电网结构进行优化和调整，将直流输电形式运用于电网结构中，在建设大容量、远距离电网过程中起到了重要作用，具有非常重要的现实意义。但是传统直流输电形式也存在一定的弊端，电流的输出端与输入端只能点对点进行对接，无法实现多个输入端与输出端之间的有效连接，不能满足实际供电需求，所以在这基础上发展形成了串联多端直流输电，通过对串联多端直流输电无功补偿及控制策略进行分析、研究，能够为该技术的推广应用创造有利条件，发挥其应用优势。
1.串联多端直流输电介绍以及其无功理论
1.1串联多端直流输电介绍
串联多端直流输电是指采用串联的形式将电网中的不同环节站相互连接，在线路中设置一个接地点，将所有电流汇集到一起流入到同一个直流电流，然后通过改变直流电压来对功率在不同换流站的具体分配进行调整，进而实现电流的输送。通常情况下，串联多端直流电压的分配是由一个换流站完成的，通过对直流电压进行科学地分配，能够实现对线路电流的调节，满足了电网多点同时供电的需求。
1.2串联多端直流输电无功理论
串联多端直流输电的换流站主要有基于电流源的换流器和基于电压源的换流器两种形式，两者可以单独使用也可以混合使用，本文主要对基于电流源的换流器进行研究，其无功补偿的理论基础包括换流器无功消耗以及交流系统无功支持能力。换流器无功消耗主要涉及到换流器功率因数以及换流器无功功率轨迹，其中换流器吸收的无功功率随换流器功率的变化所形成的曲线就叫作换流器无功功率运行轨迹。根据换流器的工作原理以及相关函数知识可以得知，换流器的功率因数与触发角以及整流器和逆变器的换相角大小有关，当线路中的直流功率相同时，交流侧功率因数与触发角以及整流器和逆变器的换相角成反比关系，会随着角度的增加而减小，此时换流器吸收的无功功率将会增大。
换流站的无功补偿在很大程度上是由交流系统无功支持能力决定的，当交流系统无功能力较强时，较小容量的无功补偿便可以满足换流站的运行需求，可以适当减少无功补偿设备，节约了大量的系统运行资金，当直流系统突然停运时，能够有效避免因甩负荷引起的过电压现象，所以在设计串联多端直流输电无功补偿装置的时候，要对交流系统的无功支持能力加以充分利用。
2.串联多端直流输电无功补偿设置
2.1无功补偿原则
在设置串联多端断直流输电无功补偿时，为了缩短传输距离、减少无功损耗，要坚持分层分区、就地平衡的基本原则。在规划直流系统路线的时候，要根据用户的实际需求进行分类，合理布置线路。当直流系统运行负荷较大时，为了减少容性无功补偿装置数量，可以对部分无功电源加以利用；当直流系统运行负荷较小时，为了减少感性无功补偿设备装置数量，可以通过发电机减少无功补偿大小，进而实现无功平衡。除此之外还需要对无功设计进行校核，主要包括容性无功补偿装置容量的校核、感性无功补偿装置容量的校核以及无功补偿设备分组投切是电压变化率的校核，通过对无功设计进行检验，能够保证无功补偿设置科学性以及合理性，满足直流系统实际运行需求。
2.2无功补偿设计
在进行无功补偿设计的时候，首先要明确无功平衡方式，并根据具体方式选择不同的无功平衡配置方案，常见的无功平衡方式主要有无功独立平衡方式、单站独配方式以及无功整体平衡方式3种，基于这3种平衡方式可以提出多种无功平衡配置方案，本文所用的无功平衡配置方案为结合与换流站相连的交流系统的无功支持能力，以满足换流站的无功消耗需求进行平衡配置。根据具体的系统参数以及无功边界条件，结合计算公式，运用数学知识分别对换流站无功消耗、换流站无功分容量进行计算，得出较为准确的计算结果，确定换流站的大组、小组以及无功分组数的方案；然后在对无功小组容量进行计算，推算出无功小组的最大容量；最后根据计算以及估算得出的具体数值确定无功配置方案。
2.3无功补偿与配置方案的校核
为了保证无功补偿配置方案满足实际需求，需要对无功补偿与配置方案进行校核。换流站的无功消耗情况与其运行方式有着直接影响，通过对换流站不同运行方式下的无功消耗情况进行校核，能够满足实际运行需求；无功补偿总容量是有一定的条件要求的，所以需要分别对整流站逆变站的无功补偿容量进行校核；除此之外还需要对感性无功补偿设备容量、投切无功分组电压波动以及无功分组投切工程进行校核，以保证无功补偿配置方案满足直流系统实际运行需求。
3.串联多端直流输电无功补偿控制策略
3.1评估直流系统故障对暂态电压的影响
当直流系统中出现运行故障的时候，会对暂态电压的稳定性造成影响，利用暂态电压稳定指标可以对所产生的影响进行评估，进而能够清楚地了解到暂态电压可能出现的问题，制定针对性的应对措施，所以在对串联多端直流输电无功补偿进行控制的时候，首先要明确暂态电压稳定指标，当直流系统出现故障的时候，利用相关指标能够得出故障对暂态电压稳定性的具体影响，为优化电力系统的无功补偿提供了可靠的参考依据。将暂态电压稳定指标与有关的计算指标相结合，采用时域仿真法对故障情况进行模拟，然后得出故障情况对暂态电压稳定性的影响程度，根据评估结果提出无功补偿优化措施，故障所造成的风险降到最低。同时还需要以时间为划分标准将动态无功备用分为不同等级，以满足不同时间段的实际需求。
3.2基于模型预测控制的动态无功协调优化
在对直流系统进行动态无功协调进行控制的时候，如果仅仅是对当前运行状态进行考虑，是很难实现有效的控制效果的，无法保证控制的连续性。在对无功装置进行调节的过程中，因装置特性的不同彼此之间可能会存在竞争关系，所以在对串联多端直流输电无功补偿进行控制的时候，需要采用MPC动态无功协调优化控制方法建立模型，对每一个时间层未来的运行状况进行模拟和预测，确定响应特性与之匹配的无功设备的动作量及动作时刻，根据预测结果对各类离散、连续无功设备进行协调，提前响应系统中预见变化，满足电压安全并预留快速无功备用。
3.3不基于负荷模型的暂态电压稳定快速评估
因为组成电力系统负荷具有多变、灵活的特点，很难通过构建负荷模型将其基本情况反映出来，所以在对暂态电压稳定性进行评估的时候，如果采用负荷模型评估方法，是无法得出准确的结果的，便无法实现对直流系统无功补偿的有效控制。针对这种状况，通过利用李雅普诺夫指数，可以在不构建负荷模型的情况下，根据PMU数据的动态情况得出电力系统所发生的具体变化，进而得知暂态电压稳定性，然后对无功补偿进行调控。
3.4自律、协同的暂态电压稳定紧急控制体系
在对串联多端直流输电无功补偿进行控制的时候，经常会遇到紧急情况，需要通过就地切负荷方式迅速完成控制过程，但是就当前的紧急控制装置来看，是很难实现就地智能控制的，所以就需要建立一套有效的紧急控制体系，来减少切负荷量。通过将动态无功装置与发电机组相结合，然后将快速切负荷控制与两者结合形成的协调控制器相互配合，能够使负荷感应电动机在故障期间转子转速下降减少，提高负荷节点在故障切除后的电压恢复能力，可以有效减少暂态电压稳定的故障切除所需时间，实现紧急控制系统的构建。
结语
与常规的高压直流输电相比，串联多端直流输电具有多方面的应有优势，首先是扩大了直流传输容量以及传输距离；拓宽了直流功率的调节范围；并且当换流器出现故障的时候，系统中的其他运行环节仍然可以继续工作。但是同时也增加了换流站数量以及线路段的增加，也会提高直流系统的复杂程度，加大了无功补偿难度，并且换流过程中会造成大量的电能损耗，电能利用率较低，所以需要优化无功补偿配置，制定科学、有效的无功补偿控制策略。
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引言
众所周知，我们所使用的市电频率是50Hz，但是，在实际生活中，有时需要的电源频率不是50Hz，这就需要变频电源。对一个电源来说，用户期望它在各种性质的负载下，都能输出稳定的电压，变频电源也不例外。因此，有必要研究变频电源在各种性质的负载（纯阻性，感性，容性，非线性）下的输出特性。
1实验方案
本实验的接线框图如图1所示。
50Hz的三相电网电压经变频器整流逆变后，输出频率可变（用户可自行调节输出频率）的正弦波，经LC滤波后，再经过升压变压器（作用是升压和隔离）加到三相负载上。三相负载可以是纯阻性，感性，容性和非线性。
本实验期望得到的结果是，当变频器的输出电压和输出频率设定为固定值时，此变频电源装置能在各种性质的负载下，输出稳定的电压和频率。
2参数选择
2．1变频器
本实验用的变频器是SIEMENS公司的MIDIMASTERVECTOR（MDV），它的输出功率是7.5kW，额定输入电压380V，输出电压可调，输入频率50Hz，输出频率可调。
2．2变压器及滤波参数
由于变频器输入额定电压是380V，输出电压在0～380V范围内可调，本实验设定变频器输出电压最高为300V，因此，就需要一个升压变压器，变比为300/380，使加在负载两端的电压为380V。
由于采用的滤波电路为LC滤波，其滤波电感和电容须满足式（1）
1/2μ（根号LC）≤根号f1fs（1）
式中：fs为变频器的开关频率，fs=4kHz；
f1取为fs。
所以根号f1fs=根号（800×4000）=1789Hz
如果取L=7mH，C=1.5μF，则=1/[2π(根号LC）]
1553Hz满足式（1）。
2．3负载参数
在纯阻性负载实验中，每相均采用5个250Ω，额定功率200W的电阻串联；在感性负载实验中，每相均采用3个250Ω/200W的电阻并联，然后再跟62mH的电感串联组成感性负载；在容性负载实验中，每相用3个10Ω/250W的电阻串联，再跟70μF的电容串联组成容性负载，另外，每相用5个250Ω/200W的电阻并联，再跟70μF的电容并联也组成容性负载；在非线性负载实验中，采用额定电压为800V，额定电流为20A的整流桥作为非线性负载。
3实验过程及分析
按图1接线，其中三相滤波电感L均为7mH，三相滤波电容均为1.5μF，变压器采用/Y接法，变比是300/380，变频器输出频率设定为60Hz，然后接不同性质的负载进行实验。
3．1纯阻性负载实验及分析
三相负载均采用五个250Ω/200W的陶瓷电阻串联，输出电压为300V，当确认一切接线都没有问题时，开始实验，测得波形如图2所示。分析及说明如下：
1）由于变频器输出电压为300V，则变压器输入电压接近300V，而变压器变比是300/380，所以，理论上变压器输出电压为380V，其峰值为537V；
2）实验中，通过观察图2中的波形，得到变压器输出电压峰值的实验值为540V，接近理论值；
3）用频谱分析仪观察谐波分布，看到4kHz的谐波与60Hz基波相差最大，有30dB，即谐波约占基波的3.16％。
3．2感性负载实验及分析
把图1中的负载换成感性，其中每相均用3个250Ω/200W电阻并联，再跟63mH的电感串联，三相负载接成星形，输出电压为300V，当确认一切接线均没有问题后，开始实验，测得波形如图3所示。分析及说明如下：
1）用频谱分析仪观察谐波分布，发现此种情况下300Hz以内谐波及4kHz，8kHz谐波与60Hz的基波相差30dB左右，即谐波成分约占基波的3.16％，其余次数的谐波含量更低，表明滤波效果良好；
2）为了进一步改善波形，尝试把每相滤波电感由7mH换为10mH，再观察谐波分布，发现高次谐波（4kHz，8kHz）与基波相差33.6dB，波形有所改善，如图4所示；
3）由于本次实验所用电感的漆包线比较细，不能承受很大的电流，因此，把变频器输出电压调节为230V，此时理论上变压器输出电压峰值应为412V，观察图3波形,发现实验值为420V，基本接近理论值。
3．3容性负载实验及分析
3．3．1电阻与电容串联
把图1的负载换成三相容性负载,每相均由3个10Ω/250W的电阻串联，再与70μF的电容串联，变频器输出电压为298.4V，测得波形如图5所示。分析与说明如下：
用频谱分析仪观察谐波分布状况，发现最高次谐波为高次谐波（4kHz，8kHz），其倍频与基波相差35dB，即谐波成分占基波的1.8％，滤波效果非常好，有高次谐波，是因为变频器的开关频率为4kHz。
3．3．2电阻与电容并联
再把负载换成每相均由5个250Ω/200W的电阻并联，再与70μF的电容并联，变频器输出电压为303V，测得波形如图6所示。
3．4非线性负载实验及分析
把图1的负载换成额定电压为800V，额定电流为20A的整流桥作为非线性负载，变频器输出电压为300V，检查一切接线均无问题后，开始实验，实验情况如下：
1）整流桥输出电压波形，如图7所示，其理论值为515V，观察波形，实验值为520V，相差不大，实验效果还可以；
2）变压器输出电压波形，如图8所示。用频谱分析仪观察谐波分布，发现谐波比较厉害，其中300Hz的谐波最厉害，与60Hz基波相差20.6dB;120Hz，240Hz，1.2kHz，4kHz，8kHz谐波也较厉害，其中4kHz的谐波与基波相差28.8dB，8kHz的谐波与基波相差34dB；
3）尝试把滤波电容由1．5μF变为3μF，发现高频部分谐波有所减小，波形更接近正弦波；
4）再把滤波电感由7mH变为10mH，发现谐波分布无明显变化。
3．5实验结果总结
在综合分析了上述实验波形及数据后，总结如下：
1）当变频器输出频率设定为60Hz时，变频电源在各种性质的负载下输出频率也为60Hz，波动很小，符合设计要求；
2）在纯阻性负载情况下，变频器输出电压设定为300V，变频电源输出电压峰值为540V，在510V～564V的范围内（理论值的波动在±5％范围内）；
3）在感性负载情况下，由于所用电感的漆包线比较细，承受电流比较小，最多3A，因此，把变频器输出电压调节为230V，此时变频电源输出电压峰值为420V，照此推论，如果变频器输出电压为300V，则变频电源输出电压峰值为549V，也在510V～564V的范围内，满足要求；
4）在容性负载
情况下，当电阻与电容串联时，变频器输出电压为298.4V，变频电源输出电压峰值为530V；当电阻与电容并联时，变频器输出电压为303V，变频电源输出电压峰值为540V；5）在非线性负载情况下，变频器输出电压仍然设定为300V，此时变频电源输出电压峰值为530V，也在510V～564V的范围内，同样满足要求。
【关键词】MCU技术；数据采集；单片机；级联
数据采集系统起始于20世纪50年代，数据采集系统[1]是结合基于计算机的测量软硬件产品来实现灵活的、用户自定义的测量系统。数据采集是利用一种装置，从系统外部采集数据并输入到系统内部的一个接口。70年代初，随着计算机技术及大规模集成电路的发展，特别是微处理器及高速A/D转化器的出现，数据采集系统结构发生了重大变革。原来由小规模集成的数字逻辑电路及硬件程序控制器组成的采集系统被微处理器控制的采集系统所代替。由微处理器去完成程序控制，数据处理及大部分逻辑操作，使系统的灵活性和可靠性大大地提高，系统硬件成本和系统的重建费用大大地降低。
本文设计了一种基于MCU级联技术的数据采集硬件系统，该数据采集系统采集的是开关量，此系统采用C8051F040作为采集芯片，对于C8051F040单片机而
言有64个I/O端口，通过多片C8051F040级联可以灵活扩展采集路数。这样的设计大大增加了系统的灵活性，可以满足大多数的应用，用户不必为采集路数不够用而担心。数据采集技术是一种流行且实用的电子技术，广泛应用于信号检测、信号处理、仪器仪表等领域[2]。随着数字化技术的不断发展，数据采集技术也呈现出速度更快、通道更多、数据量更大的发展趋势。
1.数据采集系统功能与硬件总体设计
1.1数据采集系统功能需求
数据采集（DAQ），是指从传感器和其它待测设备等模拟和数字被测单元中自动采非电量或者电量信号，送到上位机中进行分析，处理。数据采集系统是结合基于计算机或者其他专用测试平台的测量软硬件产品来实现灵活的、用户自定义的测量系统[3]。
数据采集系统的任务，具体地说，就是传感器从被测对象获取有用信息，并将其输出信号转换为计算机能识别的数字信号，然后送入计算机进行相应的处理，得出所需的数据。同时，将计算得到的数据进行显示、储存或打印[4]，以便实现对某些物理量的监视，其中一部分数据还将被生产过程中的计算机控制系统用来进行某些物理量的控制。
基于MCU级联的数据采集系统主要实现两方面的功能：一方面通过单片机编程采集IO端口的高低电平即数字量，再经过单片机内部处理将数据打包通过串口的方式发送给上位机进行处理。上位机将传上来的数据进行拆包，将相应的高低电平转换为灯泡的亮与暗，实现一种实时监测的作用，可广泛用于报警、监控等设备中。另一方面利用单片机定时器的外部计数功能来采集信号频率，并打包发给上位机，上位机拆包进行文本显示。
1.2硬件总体方案设计
该数据采集系统用C8051F040作为采集控制芯片，但是如果能构成一个完整的采集系统光有芯片是不够的，还要有电路，其中包括电源电路、晶振电路、复位电路、JTAG调试下载电路、串口通信电路和IO端口采集电路。图1.1是数据采集系统硬件的结构图。
图1.1数据采集系统硬件结构图
2.数据采集硬件设计与实现
2.1C8051F040控制芯片
Cygnal公司的51系列单片机C8051F040是集成在一块芯片上的混合信号系统级单片机[5]，在一个芯片内集成了构成一个单片机数据采集或控制的智能节电所需要的几乎所有模拟和数字外设以及其他功能部件，代表了目前8位单片机控制系统的发展方向。芯片上有1个12位多通道ADC，2个12位DAC，2个电压比较器，1个电压基准，1个32KB的FLASH存储器，与MCS-51指令集完全兼容的高速CIP-51内核，峰值速度可达25MIPS，并且硬件实现的UART串行接口和完全支持CAN2.0A和CAN2.0B的CAN控制器[6]。
该数据采集系统采用C8051F040单片机作为采集控制器，通过两片MCU级联的方法来增加采集路数。C8051F040最大的优点就是IO端口数目多，一片C8051F040就有高达60路的IO端口[7]，而该设计通过两个C8051F040级联将采集路数提高到120路，这是本设计最大的亮点。这样该数据采集系统将符合大多数应用环境，也大大提高了该采集系统的广泛性和灵活性。
2.2电源电路
图2.1是一个典型的电压转换和稳压电路，如果5V电源是从开关电源引出来的，那么肯定有很多的交流成分，因此必须先经过一个低通滤波器滤掉交流成分输入到稳压芯片AMS1117-3.3的输入端。电容的阻值越大滤掉的交流成分越多，因此一般都选uf级的电解电容来滤波。
图2.1电源电路
AMS1117-3.3是一个集成稳压芯片，它可以将5V的稳压芯片变为3.3V以供单片机工作，因为C8051F040单片机要求的工作电压在2.7～3.6V。经过AMS1117-3.3输出的电压仍然会有交流和杂波，再经过电容滤波就可以得到芯片需要的数字电压了。
2.3晶振电路
晶振结合单片机内部的电路，产生单片机所必须的时钟频率，为单片机指令的执行提供了基础。晶振提供的时钟频率越高，单片机的运行速度也就越快。
晶振在电气上它可以等效成一个电容和一个电阻并联再串联一个电容的二端网络。电工学上这个网络有两个谐振点，以频率的高低分其中较低的频率是串联谐振，较高的频率是并联谐振。由于晶体自身的特性致使这两个频率的距离相当的接近，在这个极窄的频率范围内晶振等效为一个电感，所以只要晶振的两端并联上合适的电容它就会组成并联谐振电路。这个并联谐振电路加到一个负反馈电路中就可以构成正弦波振荡电路，由于晶振等效为电感的频率范围很窄所以即使其他元件的参数变化很大。晶振有一个重要的参数，那就是负载电容值。选择与负载电容值相等的并联电容就可以得到晶振标称的谐振频率。一般的晶振振荡电路都是在一个反相放大器（注意是放大器不是反相器）的两端接入晶振，再有两个电容分别接到晶振的两端，每个电容的另一端再接到地，这两个电容串联的容量值就应该等于负载电容。
2.4串口通信电路
图2.2是串口通信电路。由于普通的台式电脑的串口都是RS232电平协议的，而单片机的串口是TTL电平协议的，因此需要MAX232芯片将电平做一下转换。所谓RS232电平就是发送端驱动器输出正电平在+5～+15V，负电平在-5～-15V电平。当无数据时，线上为TTL，从开始传送数据到结束，线上电平从TTL电平到RS232电平再返回TTL电平。
图2.2串口通信电路
MAX232芯片是一款电压转换芯片，可以将RS232电平和TTL电平互相转换，符合所有RS-232C技术标准，只需要单一+5V电源供电，片载电荷泵具有升压、电压极性反转能力，能够产生+10V和-10V电压V+、V-。内部集成2个RS-232C驱动器，具有高集成度，片外最低只需4个电容级可工作[8]。
3.数据采集硬件调试
3.1硬件调试过程
将单片机元器件按照PCB板焊接完成之后按照以下步骤完成了调试。
（1）检查电源电路，看是否给单片机供电，以及电压的幅值和稳定性。
（2）检查晶振电路，看是否正常起振，给单片机提供时钟。
（3）检查下载调试电路，将一个测试LED小程序下载到单片机中，并调试成功。
（4）将串口调试程序下载到单片机中，在PC串口助手中查看单片机串口是否工作正常。
3.2数据采集系统硬件实物
C8051F040主控芯片加上电路，整个数据采集系统硬件部分就完成了。电源电路给芯片提供电源，晶振电路给芯片提供程序运行的时钟，复位电路可以使程序从头执行而不必上电复位，JTAG下载调试电路供编程调试下载时使用，串口通信是我们必不可少的，主要用于命令和数据的交互。图3.1是整个数据采集系统的硬件实物。
图3.1系统硬件实物图
4.结束语
本文设计了一种基于MCU级联技术的数据采集硬件系统，该数据采集系统采用C8051F040单片机作为采集控制器，通过两个C8051F040级联将采集路数提高到120路，这样该数据采集系统将符合大多数应用环境，也大大提高了该采集系统的广泛性和灵活性。数据采集技术在自动测试、自动控制、通信、信号处理等领域得到广泛的应用。
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【关键词】串联谐振耐压问题
一、前言
随着经济的迅猛发展，电力这个绿色能源的需求量也在迅速膨胀，土地资源日益紧张及电力需求的加大，电力电缆越来越多越来越长，变压器电压等级原来越高，容量越来越大，GIS设备也普遍使用，电力设备中现场交流耐压越来越普及，而串联谐振设备具有设备小，电压高，装置轻便的特点从而越来越得到广泛的应用。本文就串联谐振设备试验中碰到的几个问题加以分析，提出其解决方法。
二、现场串联谐振耐压设备试验接线图
图中：VF-变频电源控制箱T-励磁变L-电抗器LV-滤波器C-分压器CX-被试品
三、电源容量
（一）试验现象
在220kV某变电所进行主变高压侧交流耐压时，电源跳闸，变频操作箱显示电源电压低。试验参数估算如下
出厂电容量（pF）电抗器布置频率计算值f（Hz）电流计算值IL（A）
14250652.640.81
注：1、每节电抗器Ue=37kV，Ie=1.16A，L=100H，共6节。分压器Ue=200kV，C=1000pF。
（二）问题分析
试验时该套所需试验电压为160kV，试验频率及电抗器电压等级均满足试验要求，当电压升到150kV时变频操作箱显示占空比达到85%，电源电压低跳闸。由于其整套系统可以正常升压，因此原因主要由于变频操作箱或电源侧问题，由上述数据可以看出，整个变频电源已经接近满载，电源电压低，因此跳闸是由于电源电压低造成设备满载跳闸所致，进一步检查电源，发现临时电源箱空载时电压只有200V，远远低于220V，在升压时由于负载原因导致电压降低，电源满载，占空比过高，导致变频电源失去稳定。
（三）问题解决
基于上述原因，最终更换电源，并加粗电源电缆，减少线路压降，整套系统工作正常，仪器端测得电压为200V，到达试验电压时占空比为71%
四、接线接触不良
（一）试验现象
现象一：现场谐振点无法空升，仪器自谐振不能进行。
现象二：现场谐振系统空升正常，但是接上负载后谐振点找不到，电压升不上去，可以听到放电声。
现象三：现场谐振系统空升正常，但是接上负载后谐振点找不到，电压升不上去，不可以听到放电声。
（二）原因分析
现象一：找不到还有可能是测试线内部断开导致，由于励磁变和操作箱需要有安全距离，他们之间连线容易造成拉扯而造成锡焊脱落，表现为励磁变无输出电压，当排查时用万用表查该段线，由于拆下来不拉扯而锡焊点碰到，造成该线完好的假象。
现象二：可能原因为谐振系统和试品断开原因所致，当被试品和谐振系统之间的高压引线之间断开，由于距离小当有不高的电压时造成击穿听到响声，但是由于先前谐振点寻找错误，导致即使间隙击穿也不能正常导通，从而无法谐振。
现象三：当然由于试品接地不可靠而造成电容量变化，也会造成谐振点乱动不能稳定，此问题在高电压电缆耐压时因为外护套保护器未接地比较常见。
（三）问题解决
在使用串联谐振试验设备时，一定要确保接线可靠，仪器接线正确。
五、电抗器问题
（一）试验现象
现象一：现场谐振系统空升正常，但是接上负载后谐振点找不到，电压升不上去，不可以听到放电声。
现象二：现场谐振系统空升不正常。
（二）原因分析
现象一：由于系统振频率设置为30-300Hz，系统自谐振频率为200Hz，接入被试品将导致谐振频率变低，但是有被试品电容量太大，而造成谐振点不在操作箱调谐范围内，（低于30HZ）所致，在10kV电缆中尤其常见（电缆较长）。
现象二：采用逐个替代的方法，从而找出损坏的那只电抗器，若条件具备可以使用专门的测量电感的仪器对电抗器进行电感量测试，看是否在额定值。
（三）问题解决
现象一：此时应事先核算好被试品电容量，可以采用电抗器并联补偿，使得被试品电量量减少，而不增加总回路的电流。
现象二：更换电抗器。
六、变频电源问题
（一）试验现象
现象一：系统不停重新启动。
现象二：电源升压后突然跳闸后不能正常升压。
（二）问题解决
现象一：该问题由于系统内部元件松动引起，但是具体松动元件未知，现场采取更换变频电源方法。
现象二：该问题是由于变频电源晶体管保护元件击穿所致，需返厂检修或现场也可以拆除相应保护元件更换相应部件即可。
关键词温差发电；半导体；LED
中图分类号TM6文献标识码A文章编号1674-6708（2016）170-0188-02
便携式照明装置是我们生活中不可缺少的工具，传统便携式照明灯需要电池作为电源，此类产品有以下两个问题，一是需要频繁充电或者更换电池，尤其在不方便充电的户外时，会给用户带来极大不方便；二是废电池污染环境。目前半导体温差发电技术日趋成熟，其利用体温与环境的温差即可满足小功率LED的供电需求，并且温差发电不受地点，天气等条件的影响，随时可以工作，能够满足应急情况下的照明需要，此装置也不需要电池作为储能，减少了电池的使用，符合国家提出的“生态文明建设”。
1温差发电原理
1.1塞贝克效应
1.2温差半导体片
如图1所示，温差半导体片由导热陶瓷基片、金属导电层、P（N）型热电材料等组成。其一端处于高温状态，另一端处于低温状态下，因为热激发作用，P型材料高温端空穴浓度会高于低温端，在浓度梯度的作用下，空穴将会扩散到低温的一端，因此P型材料低温端带正电，高温端带负电[3]；N型材料由于热激发作用，高温端的自由电子扩散到低温端，因此N型材料低温端带负电，高温端带正电。同时，高温与低温端会在导体中建立起一个静电场，阻止带电粒子的扩散运动，当达到静电平衡时，半导体两端就会形成有一定大小的电动势[4-7]。
2设计方案
2.1温差发电模块
温差发电模块整体设计为正六角柱筒，如图2，6片温差半导体片镶嵌在正六角柱筒的6个侧面上，冷端朝内，热端朝外，正六角柱筒的材质为硬质塑料，温差半导体片型号为TEP1-097T200，尺寸为20mm×40mm×3.4mm，最大耐温200℃。由于温差半导体片热端和冷端相距较近，容易发生热传递，因此维持两端的温度差是发电的关键技术。为获得最大发电功率，温差半导体片冷端通过导热硅脂胶黏贴在铝制散热块上，铝制散热块可以带走温差半导体片热端传递到冷端的热量，使冷端始终保持环境温度[8-10]。热端作为正六角柱外侧面的一部分，当用手掌握持本装置时，直接与手掌接触，充分吸收人体温度。
半导体温差发电模块在实际应用中相当于一个随着外界环境温度变化的有内阻的直流电压源，其串并联特性与电压源一样，即串联时电流不变，电压为各个串联模块输出电压之和，总内阻为各个串联模块内阻之和；并联时电压不变，电流为各个并联模块电流之和，总内阻按照并联电阻计算。无论是串联还是并联，其总功率都为各个模块输出功率之和[11]。生产厂家提供的TEP1-097T200温差半导体片的参数如图3，根据图3所示参数，本文采用串联的方式发电。
2.2稳压电路
根据赛贝克效应的发电原理可知，如果温差半导体片两端的温差变化时，其输出的电压也是不稳定的[12]，为了保证LED的正常工作，需要一个稳压电路，本文采用可调集成稳压器LM317，其电路图如图4。
图4所示稳压电路最大输出电流为2.2A，电压的输出范围为1.25～37V，1、2脚之间为1.25V电压基准，改变R2阻值即可调整稳压电压值，为了使得稳压器的输出性能稳定，R1需要小于240Ω。输出电压Uo可由（2）式计算得到[13]。
3工作性能分析
本装置正常工作时，热端吸收手掌温度，稳定在32℃左右；考虑到本便携式照明装置冷端与环境温度相近，且本装置主要在野外夜间使用，我国野外夜间温度一般低于10℃，为保证装置的环境适用性，实验中冷端取环境温度为10℃[14，15]。在温差固定的情况下，多次测量1片TEP1-097T200温差发电片的输出特性，结果如表1。
本文采用3颗相同的LED并联组成LED照明模块，每颗功率为60MW，额定电压为3V，温差发电模块输出的电压经稳压模块后，稳定输出3V电压给LED照明模块供电。本装置正常工作时，LED照明模块两端电压、电流数据如表2。
根据表1和表2的实验数据可知，温差发电模块利用体温与环境温度的温差发电功率为0.3W左右，LED照明模块的额定功率为0.18W，所以温差发电模块可以很好满足装置正常工作的需要。
4结论
根据上面的设计，温差发电模块利用手掌温度与野外夜间环境温度的温差发电，其输出电压经稳压电路稳压后，可以满足LED正常工作需要。本便携式照明装置使用方便，充分利用了绿色能源，可以很好地解决野外工作人员应急的照明需要。
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【关键词】DC-DC转换LM5117芯片直流开关稳压电源
开关电源是利用电子开关器件通过控制电路，使电子开关器件不停地“接通”和“断开”，让电子开关器件对输入电压进行脉冲调制，从而实现电压变换、输出电压可调和自动稳压。常用开关稳压电源电路结构复杂，且难于实现稳压数字化调节，本文介绍一种以LM5117为核心降压芯片的直流稳压电源，该电源设计简单，可实现输出稳压数字化调节且工作效率较高。
1电源整体设计
1.1设计要求
输出电压偏差|UO|≤100mV；
最大输出电流IO≥3A；
输出纹波Uopp≤50mV；
负载调整率Si≤5%；
电压调整率Sv≤0.5%；
效率η≥85%；
重量小于0.2kg；
具备过流保护和负载识别功能。
1.2设计方案
本开关稳压电源主要由电流检测部分、过流保护部分、降压部分、负载识别部分和输出电压调节部分组成，其工作原理框图如图1所示。直流稳压电源输出固定16V，经过LM5117为核心的Buck电路输出稳定可调电压，在输出电路中串入电流检测模块送入单片机A/D采集并判断电流是否大于动作电流，在Buck电路输出端增加一个负载识别端口，外接电位器按U0=R/1k得到输出电压设定值，由单片机D/A控制输出电压到达设定值，构成闭合控制回路，其电路原理图如图2所示。
2开关电源的组成部分设计
2.1降压电路
采用LM5117组成的DC-DC电路，其中LM5117是同步降压控制器，适用于高电压或各种输入电源的降压型稳压器应用；其控制方法是基于仿真电流斜坡的电流模式控制，而电流模式控制具有固定的输入电压前馈、逐周期电流限制和简化环路补偿的功能，输出纹波电压小、效率可高达93%可很好满足要求。
2.2过流保护电路
LM5117一脚UVLO是欠压锁定编程引脚，我们采用软件调控来实现电流过保护，通过控制芯片一脚的电压来控制芯片的工作状态。利用INA271高端检测，通过接入电阻恒定为50mΩ的康铜丝采样电压从而算出电流。将INA271采样输出电压送入单片机A/D采集，判断计算出的电路电流是否大于动作电流值，过流时通过P3.1输出低电平至Uvlo脚，芯片停止工作实现过流保护。该方案可行性高且可减小整个装置质量，减小系统效率，如图3所示。
2.3降低纹波
注：Vro为总纹波大小，纹波是叠加在直流电压的交流部分。ESR为C的的等效串联电阻。
由公式可知三种减小纹波电压的方法：
（1）适当增大开关频率，但此做法回事系统功耗增加，电源效率降低；
（2）减小ESR，可选择若干电解电容，瓷片电容并联ESR的值只有几十毫欧，此方法有效减小纹波的同时可提高电容量，即增加输出滤波电路电感可在一定范围内尽量大；
（3）采用πLC滤波电路也可有效降低输出端纹波大小。
2.4DC-DC变换
采用非隔离型Buck电路，以LM5117为核心，由开关管CSD18532，电感，电容组成。由两个开关管交替导通将输入直流电压变化成矩形波，空载时满足（W为空占比），当负载接入时，输出电压通过店主分压反馈到芯片Fb脚，保持输出电压为稳定可调电压。
2.5稳压控制
如图4所示，自LM5117的FB引脚输出的电阻分压信号可设定输出电压电平在一定范围内变化，FB引脚的调节阈值为0.8V。设定R0为1.2k，由电路图可以确定DA输入Ui和输出UO间的关系为：
，通过确定R1，R2的阻值进行优化即可稳定输出连续的电压值，以实现输出电压的数字化控制。
3电路设计
3.1A/D采集电路
采用12位串行输入模数转换器TLC2543，此芯片使用开关电容逐次逼近技术完成A/D转换过程，串行输入结构可以节省单片机I/O口资源，分辨率较高，在仪器仪表中有较为广泛的应用。
3.2D/A输出电路
采用TI公司生a的带有缓冲基准输入的双路12位数模转换器TLV5618，输出电压为基准电压的两倍，且单调变化。REF5040提供精准参考电压4.096V。数字输入端带有斯密特触发器，具有较高的噪声抑制能力。
4运行结果测试
4.1器件选择
由各种计算分析选择开关频率Fsw=1000kHz，定时电阻Rt=51K，输出电感Lo=22μH，电流检测电阻Rs=5mΩ，输出电容采用4个47μF电容并联Cout=235μF，输出分压器Rfb1=1.45K，Rfb2=6.2K，电位调节器处处电压为5V，Fcross=10K，Rcomp=27.4K，Ccomp=15nf。
4.2方案测试
采用控制单一变量的方法对上述设计进行测试，测试结果该开关稳压电源不仅满足设计要求，而且在此要求的基础上更加优化即输出电压偏差|Uo|≤35mV，最大输出电流Io=3.2A，负载调整率Si=0.002，电压调整率Sv=0.002，系统效率η=92.8%。
5结论
本开关稳压电源的设计核心是LM5117芯片，通过实际设计表明，以LM5117为核心设计的降压型直流开关稳压电源DC-DC的转换率高达93%，具有广泛的使用价值。
参考文献
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