【关键词】高压电动机软起动软件设计
一、异步电机软起动
异步电机软起动器可减小电动机硬起动引起的电网电压降,使之不影响与其共网的其它电气设备的正常运行。可减小电动机的冲击电流,冲击电流会造成电动机局部温升过大,降低电动机寿命;可减小硬起动带来的机械冲击力和冲击力加速对所传动机械(轴、啮合齿轮等)的磨损;减少电磁干扰,冲击电流会以电磁波的形式干扰电气仪表的正常运行。软起动使电动机可以起停自如,减少空转,提高作业率,因而有节能作用。
对于电动机的软起动,大致可分为有级和无级两种。有级型的软起动有定子串电抗器降压、液态电阻降压、星-三角(y-)降压、自耦变压器降压和延边三角形降压等。无级型软起动有开关变压器降压、磁饱和电抗器降压、晶闸管串联降压软起动等。由于有级型降压软起动的调节存在一定程度的二次电流冲击,因此对电机的软起动效果有限。而在无级型软起动器中,随着电力电子技术的提高和功率器件的发展以及铜、铁等原材料价格的大幅上涨,晶闸管串联式的高压软起动装置越来越被市场所认可。
二、降压起动原理
把三相异步电动机的定子绕组接通到三相电源上,转子从静止升速到稳定状态,这一过程叫起动。在合闸的瞬间,电动机的转差率为1,起动电流等于堵转电流,起动转矩等于堵转转矩。随着转速升高,起动电流从堵转电流逐渐下降,最后稳定在某个数值。较高的堵转转矩表明电动机能在较大负载下起动,并获得较大的加速度,但过大的堵转电流会在供电线路上产生很大的压降,使电网电压波动,直接影响到接在该电网上电气设备的运行。异步电动机的t形等效电路图。
高压电动机软起动装置系统所示。晶闸管串联的功率单元联接在三相高压电网与电动机之间,控制单元根据传感器传送回来的信号按事先设定好的起动曲线进行移相调节。控制单元发出的晶闸管触发信号经光纤传送到晶闸管触发单元,用来调整晶闸管的导通角,进而达到调整电压的目的,使得输出到电动机上的电压按照一定曲线缓慢上升,实现电动机的软起动。当电动机达到额定转速时,旁路接触器吸合,电动机处于旁路运行状态。控制单元仍然进行在线检测,负责电机的电压、电流的显示及各种故。
三、高压软起动、晶闸管串联单元设计
由于目前国内市场应用的电动机大多是6kv和10kv电机,做为串接在高压电网和电动机之间的功率执行器件,单只晶闸管还不足以承受6kv的高压,虽然单只晶闸管目前已经成熟地发展到单只耐压6500v,但考虑到电网波动、浪涌及耐压余量等可靠性因素,在设计6kv高压软起动装置的时候,功率单元采用3只晶闸管串联的方式来提高耐压值。同理在设计10kv高压软起动装置的时候采用5只晶闸管串联组成高压阀组。
(1)单相6kv高压晶闸管功率阀组所示。scr1～scr6为大功率高压晶闸管,它们每三个串联后再反并联组成单相功率串联阀组,以实现软起动器对交流电机的控制。这6只晶闸管选用同一厂家、同一型号、同一生产批次的产品,以减小其在生产过程中由于生产工艺的不同而产生的自身特性诸如伏安特性、反向恢复电荷、开关时间和临界电压上升率等的差异,影响均压。r1、r2、r3为静态均压电阻,用以实现晶闸管的静态均压。静态均压电阻选用无感电阻,阻值为晶闸管阻断状态等效阻值的1/40,且功率留有足够大的余量。r4、r5、r6和c1、c2、c3共同组成动态均压网络,用以实现动态均压。通过选择,各电阻和电容的参数误差应非常小,电容的取值根据晶闸管的最大反向恢复电荷和最小反向恢复电荷的差值计算求得。均压过程主要是由电容c完成的。串联的各只晶闸管开关速度不会完全一致,而会稍有差别。电容c上的电压在静态情况下数值相同,在开关过程中,由于电容上的电压不能突变,加在各只晶闸管上的压降不会发生跳变。由于开关过程中各只晶闸管中电流不一致所造成的影响由电容c的充放电补偿。
(2)接口单元设计
单元包括电压传感器接口、电流传感器接口、光纤传送接口、故障检测接口及人机交互接口等。其中电压信号采用高阻降压方式,并考虑到系统兼容性,将电路设计成3kv、6kv、10kv通用,以方便产品生产。电流传感器采用标准x/5电流互感器加高精度电流霍尔的形式,将信号进行相应处理后送到cpu进行运算。高压与低压间的信号传送采用光纤传输,既保证信号的实时性及可靠性传输,又起动高低压隔离作用。信号经过接口电路编码后通过光纤传送至触发单元,触发单元将信号解码并经过相应处理后用以触发晶闸管。触发单元的供电采用高位、低位相结合,每只晶闸管的触发电源各自独立。人机接口采用贴膜式软键和液晶显示屏。液晶显示屏为4行8列,设计成4级菜单管理模式,可预设中文及英文显示。
四、软件设计系统实验
软件设计是系统控制的核心,直接关系到系统运行的稳定性和可靠性。为了适应各种不同负载的应用,软件设计上设计了多种不同的起动曲线,包括电压斜坡起动、限流起动、突跳起动及软停车曲线等。同时设计完善的保护功能,包括短路保护、过流保护、过压、欠压保护、晶闸管过热保护等。电机的参数及各种保护参数可由用户根据现场应用情况自行设定。
系统设计完成后,用6kv/1000kw电机进行了带载起动实验。电机额定电压6kv,额定电流112a,额定转速1480r/min。起动电流单相波,起动电流平稳无冲击,峰值起动电流为额定电流的2.6倍左右,起动时间22s,电网电压无明显波动,达到了良好的起动效果。
【关键词】工作原理现场鉴定电容式电压互感器
1引言
随着电容式电压互感器(简称CVT)技术的日益成熟和电力系统电压等级的不断增加、升高,电容式电压互感器的成本价格比较低,绝缘强度等级高,可以兼作线路高频保护的藕合电容或载波通讯等特点,因此在电容式电压互感器的供应上普遍推广和使用110kV及以上高压电力系统的电能计量装置。依据《电力互感器》(JJG1021-2007)的检定规程要求,每四年必须对电容式互感器进行现场周期检定。对电容式电压互感器的检定,如果采用传统的方式,可能要有很高的试验电源容量,而现场不易做到。因此采用由被试电压互感器与串联电抗器组成并联谐振电路进行工作,可以降低了所需电源的容量,也能够满足检定要求。
2电容式电压互感器(CVT)的工作原理
电磁单元和电容分压器是电容式电压互感器(CVT)的主要组成部分。在电容分压原理中,中压电容C2(分压电容)和高压电容C1串联构成分压器,可以把一次测的高压降为中压。
由于C2上的电压容抗很大,因而会随着负荷的变化而发生剧烈变化,在变化中出现的误差将无法满足精度要求。由此有必要在C2的分压回路中串联一个电抗器L,通过这种方式使与电容产生串联谐振,以补偿容性内阻压降。如果能够恰当的配合,在电容上产生的压降与电感上产生的压降负荷电流大小相等,方向相反,使电容分压器输出的电压稳定。再次可以通过电磁感应原理,对电磁性式中压变压器T传递进行二次检测。所显示的电容式电压互感器原理。
3传统检定方法存在的问题
在本文中例举了几种国产的110kV电容式电压互感器,验变压器所需容量和电流的计算值如下:
(1)型,耦合电容为0.01μF,试验变压器升到所需容量为,电源侧输入电压为220V,电源电流为。
(2)型,耦合电容为0.015μF,试验变压器升到时所需容量为
,电源电流为。
(3)型,耦合电容为0.02μF,试验变压器升到时所需容量为
,电源电流为。
通过以上的计算值可以看出,电容式电压互感器试验变压器所需要的容量通常可以达到几十千伏安,而要求的电源电流也在100A以上,在工作现场一本很难找到如此大的容量电源,100A以上的电流也很难提供。在试验时少还要带100VA以上的负载才能进行电压互感器二次测试,这样进一步加重电源负担。即使有大容量的电源,好几百公斤甚至上吨的重量也不易搬运和不易于进行现场试验。电容量的负载过重,会引起电源的稳定性变差,校验设备的稳定性会受到影响,也难以保证电压互感器本身的伏安特性,试验数据的准确性也会受到影响。因此按照现有的条件,检定电容式互感器采用传统电磁式电压互感器的检定方法是很难进行的,必须找到一种电源容量要求较低、稳定性好且易于搬动的试验电源。
4采用串联谐振升压装置进行现场检定
针对传统检定方法存在的问题,可利用电路并联谐振原理,在被试互感器一次回路接入补偿电抗器,产生感性的无功电流,以补偿容性无功电流,从而减少被试电压互感器所引起的容性电流。要使电路产生并联谐振,电抗器的电感值按下式选择:
,则。
对不同的耦合电容值,电抗器的电感值和感抗为:
能达到以上电感值的电抗器体积和容量都较大,因此可采用多台电抗器串并联的方法进行补偿。武高所KTL40/0.5型可调电抗器,单台容量为,对于电压等级为110kV,电容量小于等于的所有电容式电压互感器,可使用两台电抗器串联的方法,通过调节铁心气隙长度,改变回路电感量L,即能满足所有要求。对现场常用的110kV电容式电压互感器,气隙为32mm,气隙为20mm,气隙为10mm。
应用串联谐振电源升压的优点有:
(1)大大减小所需的容量。有功消耗的部分仅仅由电源系统提供,额定容量为3kVA的励磁变压器就能满足现场的试验要求,电源容量减低了许多。
(2)容量的体积和设备的重量较小,能够容易搬运。可以很灵活的使用电抗器,可以根据电容值自由调节。
(3)输出电压的波形得到了改善,电源稳定性得到了提高。
通过采用此方式,我们在现场对110kV电容式互感器(耦合电容分别为、)进行了检定,试验结果符合规程规定。
5检定中应注意的问题
(1)要正确的在试验回路上接线,必须可靠地连接地接线,否则会导致试验装置损坏。
(2)在调节电抗器气隙时,先把铁心柱上的螺母松开,用扳手转动调节丝杆,旋转螺母并观察标尺刻度至气隙需要达到的尺寸。气隙调好后,一定要将螺母及调节丝杆固定旋紧方可开始试验,否则在高电压时会发生强烈抖动。
(3)电抗器在调节中,使每一台电抗器的气隙要确保基本相等,否则电压在电抗器上的分布不均会而导致某一台电抗器过压而毁坏。
(4)设置一定高度的电抗器的绝缘底座,避免高电压对地放电。
6结语
通过现场实际试验和理论分析,证明了采用并联谐振法进行110kV电容式电压互感器现场检定是可行的,能够达到预期的目的,在此后的工作中可以按照此方法开展周期检定。
参考文献:
（安徽理工大学电气与信息工程学院，安徽淮南232001）
【摘要】通过实验设计了一套基于摩擦热的低压温差发电系统研究，它是由摩擦热能收集器，半导体温差发电器和散热冷源耦合而成。本装置将温差发电片的贴合在摩擦产生热量的导体上，另外一端连接散热片，以提高电片两端的温差，从而提高发电的电压和电流。并将发出的电通过升压电路升压后为蓄电池充电，蓄电池经稳压模块后可为一些要求不高的用电场合供电，如照明用电等一些低功耗的用电场合。
关键词温差发电；摩擦热能；半导体
0引言
温差发电技术作为一种能源和环境的战略技术，近年来得到了各国的大力支持和发展。温差发电是利用半导体材料的热电效应，直接将热能转换为电能的一种能量转换技术。它是一种全固态能量转换方式，无需化学反应或流体介质，在发电过程中具有无介质泄露、无磨损、无噪音、体积小、重量轻、移动方便和可靠性高等特点，而且不受温度的限制，因此在低品位热源的回收利用上显示出巨大的优越性。国内在温差发电方面的研究起步相对较晚，主要集中在理论和热电材料的制备等方面的研究。
通过本实验设计并制作了一套摩擦热能温差发电装置，它可以应用于火车内部照明及为火车乘客提供一个手机充电站。将摩擦转换的内能与温差发电技术结合起来，以实现摩擦热能温差发电。
1设计原理
1.1塞贝克效应
温差发电通过热电转换材料得以实现，而检定热电转换材料的标志，在于它的三个基本效应：塞贝克效应、帕尔贴效应和汤姆逊效应。1821年，德国人塞贝克发现，在两种不同金属（锑与铜）构成的回路中，如果两个接头处存在温度差，其周围就会出现磁场，又通过进一步实验发现回路中存在电动势。
1.2温差发电原理
将两种不同类型的热电转换材料N和P的一端结合并将其置于高温状态，另一端开路并给以低温时，由于高温端的热激发作用较强，空穴和电子浓度也比低温端高，在这种载流子浓度梯度的驱动下，空穴和电子向低温端扩散，从而在低温开路端形成电势差；如果将许多对P型和N型热电转换材料连接起来组成模块，就可得到足够高的电压，形成一个温差发电机。将很多个这样的p-n节串联，再用金属导流板和陶瓷片封装起来，就可以制作成不同规格和性能的温差发电组件。本文是用型号为TEC1-12706-200的温差发电组件，也就是由126对p-n节串联起来，并封装成40mm340mm大小的方块。
为了方便功率的计算，可以对实验对象做以下假设：稳态时输出电流为恒定电流；半导体温差发电片侧面绝热；冷热端的空气对流和辐射影响可以忽略；半导体温差发电片内部导热系数不变。
2模块设计
本系统大致分为升压模块、稳压模块和控制模块三个模块。升压模块是将温差传感器产生的电压信号进行放大传给稳压模块；控制模块则是为了控制升压模块中开关管的导通和关断，是输出达到稳压模块输入信号的范围；稳压模块是为了是电路输出的电压值恒定在+5V，实现稳定的输出。
2.1升降压模块
升降压模块是以Boost电路为基础搭建，由于温差发电片产生的电压变化比较大从零点几伏到几伏不等，所以采用其串并联实现，降低成本提高利用率。
2.2稳压模块
由于升压模块输出的电压会有波动所以在其输出加入了7805的稳压电路，使其获得稳定的5V电压值。
2.3控制器模块
在Boost的电路中为了能够控制其输出电压稳定，其开年关原件的导通和关断时间，而且能够将压电传感器的产生的电压量采集并作为控制信号，并且STM32F103RBT6内部集成了12位的AD转换芯片，所以采用STM32F103RBT6作为控制电路的核，在控制电路中只要搭建出STM32F193RBT6的最小系统就可以完成这样的功能。
3理论设计计算
3.1温差发电器的输出功率和发电效率
温差发电器的性能主要用输出功率和发电效率来描述。为了获得较大的输出功率和电压，实际应用的发电器采用的温差电组件一般由多个温差电偶串联连接而成。设温差电组件由m个温差电偶串联连接而成，那么根据塞贝克效应，回路中产生的温差电动势为：U=mαTG，此电动势一部分施加到发电器自身的内阻上，另一部分则施加在负载电阻上，因此施加在负载电阻上的电压即为温差发电器的输出电压U0为：U0=mαTGRL/(mRG+RL)，回路中的电流I0为：I0=mαTG/(mRG+RL)，因此，由式以上两个公式可得温差发电器的输出功率为：P0=U0I0=(mαTG)2RL/(mRG+RL)2。由此可知，温差发电器的发电效率或热电转换效率的最大值为：Pmax=(mαTG)2/4(mRG)2。由此可知，当负载电阻与发电器的内阻相等(匹配)时，发电器获得最大的输出功率。
3.2工作过程及性能分析
将装置安装于火车轨道与其贴合，当有火车来临时即会生热，散热片两端产生温差，6片温差发电组件串联产生的电能作为升压模块的输入电压，经过升压模块升压并稳压后就能为蓄电池进行充电。一段时间后蓄电池充满电，断开充电开关，打开放电电路开关，蓄电池作为电源为一些照明设备提供电能。
4创新点及应用前景
本设计采用先进的半导体温差发电技术，将因摩擦而产生的内能转换为可以为我们所能利用的电能，这本身就是一大创新点。目前无论是国内市场还是国际市场都没有出现过与之类似的产品，仅出现过太阳能温差发电的相关想法和尝试。
本设计存在以下三个创新点。
（1）摩擦内能转换明显——高性能的半导体温差发电片对温度转换的效率提高明显，在很大程度上利用了因摩擦而带来的内能，达到了节能环保的目的。
（2）材料成本低，各部分组成方便——各部分都可做成相应的模块，实际应用时只需将其组装、调试即可安装于现场。
（3）适用领域广泛——可以放在任何摩擦产生热量大的的地方，例如火车站、飞机场、煤矿、工厂、交通设施等。
5结论
基于摩擦热的低压温差发电系统研究，是针对国内及国际上对能源问题的关注，结合三个模块和三个创新点，可以很好地相互配合。经试验证明，本设计具有很好的研究意义和使用价值，适合推广运用。
参考文献
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目前，利用水下铠装海缆将高压直流电能传输到深海，在深海海底将高压电变换成低压大电流直流电能以供海洋观测仪器或作业设备使用已经成为当前海洋及深海观测的一种革命性手段［1-4］。而其中能实现高低压电能变换的变换器是整个观测平台最关键的部件。高低压DC／DC直流变换已有不少相关的研究，基于已有成熟的拓扑结构，研究人员提出了各种控制策略，以实现稳定精确的控制。如利用输入电压进行前馈电荷控制的方式应用在高速机车电力系统上［5］，利用主从模块分别独立控制均压和均流［6］，利用复杂的多环耦合控制方式实现模块间的精确均压与均流［7-10］，利用共占空比驱动控制的方式实现自然均衡［11-13］。该变换器使用场合异于陆地，具有不同特征和难点：首先，深海设备的维护极其昂贵，可靠性为首要设计准则，为降低失效风险，要求变换器电路结构尽可能简单，具有高冗余度和容错能力；其次，电力设备必须封装在抗腐蚀的金属耐压腔体中，空间小，散热条件差，故要求变换器结构紧凑，尺寸小，转换效率高。基于以上难点，设计了一套适合深海环境场合的2000VDC／400VDC@2kW的电能变换器。
1多模块组合结构原理
该变换器由多个低压小功率DC／DC隔离变换模块以输入级串联、输出级并联的方式堆叠组成，如图1所示，其每个模块的输入电压范围为200~400V，输出稳压为400V，最大功率为400W。5个参数一致的模块通过串并联堆叠而成的变换器输入范围为1~2kV，输出为400V，最大功率达2kW。相对于使用超高耐压元器件的单一DC／DC变换器，采用多组模块串并联组合的方式有2点优势：a.多个模块串并联组合，则每个模块内部的功率开关管及其他元件的电压应力将等比例降低，高频低通态电阻的MOSFET开关管就能够应用，从而可提高开关频率，降低L、C、变压器等元器件的尺寸以及开关管的通态损耗；b.模块化设计使得维护和冗余设计都易于实现，同时，由于元器件尺寸变小，更有利于空间结构布局和散热优化设计。单个模块由2个双管正激PWM控制电路在输入端串联、输出端并联组成，共用同一滤波电路（见图2），C1和C2是2个正激电路的输入均压电容（为便于分析，图中略去输入滤波电路），VD7、Lout和Co组成输出滤波电路。2组电路的相对应元件参数一致，2组开关管VT1与VT2、VT3与VT4的驱动基于同一PWM信号但运行于移相180°。稳态运行下，当VT1与VT2闭合时，VT3与VT4断开，此时，C2处于充电状态充电电流为Iin1，则充电电荷为：其中，D为占空比，T为周期，U1和U2分别为电容C1和C2的电压值，L0为输入端的等效电感，Uin为常数。同理，当VT3与VT4闭合时，VT1与VT2断开，可得：可见，在充电状态下，U1和U2的值趋于稳定，且当C1=C2时趋于相等，同理可得放电状态下也是相同结论。假定稳态下，U1＝U2＝Uin／2，输入电流因串联结构而Iin1＝Iin2＝Iin，则输入功率均分。假设2个隔离变压器传输效率一致，则2个串并联电路的输出功率和电流均相等。当滤波电感电流连续，根据电感周期伏秒积为零的理论有：可见，该串并联交错互补驱动运行模块的电压变比特性和正激电路一致［14-15］。
2同步整流控制分析
如果每个模块都使用一个独立的稳压或均流控制的PWM控制器，多个模块堆叠组合后，将会产生不稳定状态。以A、B2个模块输入端串联、输出端并联的组合方式分析，设存在一个稳态，则模块A输入电容的充电量QA1等于放电量QA2，Uout-A=nADAUin-A=U0，Uout-B=nBDBUin-B=U0，其中nA=nB。当输入电压波动导致Uin-A升高而引起模块A的控制器输出的PWM占空比DA变小时，Cin-A的充电时间变长，放电时间变短，Uin-A继续升高，最终导致模块之间的输入电压失衡而不稳定。当前已有多种方法来实现各个模块之间的均压均流控制［16］，但都是基于复杂的控制策略来实现的，使用的元器件种类繁多，长期运行容易出现故障。针对结构过于复杂的特点，该变换器采用单一控制器，所有模块运行于同步整流信号，依靠模块间的自然均压来实现均压均流。如图3所示，反馈电压信号Uout采样于变换器输出端，并与参考电压Uref进行比较，经过PI调节放大后作为电流环的电流基准，通过电流互感器采样于输入端的反馈电流采样信号Iin和电流基准进行比较，其误差信号作为PWM信号发生器A3的正端输入，输出的PWM控制信号通过电磁隔离驱动电路放大后对所有模块进行同步驱动整流，所有模块运行在同一占空比脉冲信号下。由于电流互感器直接采集输入端电流信号，当其检测信号峰值达到PI调节器输出的电流基准时，A3输出的脉冲占空比变小，实现逐个开关周期的峰值电流限制，从而消除了输出滤波电感在系统传递中产生的滞后，提高了系统的动态响应，同时也提高了系统的过载和短路保护能力。该分析同样适用于多个模块串并联组合应用。实际情况下，由于模块间参数不能完全一致而导致nA=q1nB，DA=q2DB，输出端因并联而模块输出电压相同，则根据式（6）有：通常工艺下，q1和q2的值都在1±0.05之内，故模块间的电压不一致也可以控制到很小的范围内。传统的多模块组合变换器，依靠输入／输出均压均流等控制器的协调能够比较可靠地工作，且具有良好的动态特性，但模块间存在控制参数耦合，任意一个模块的失效都可能导致整个变换器的失效。基于同一信号同步整流方式的多模块串并联组合的变换器，不但简化了控制器的复杂度，降低了失效风险，同时模块间不存在参数耦合而可实现冗余的特性。当其中一个或多个模块输入端的开关管失效导致模块输入端被短路时，在同一信号控制的方式下，输入电压和功率将在剩余正常运行的模块中重新达到均压均流稳态。因此，变换器可以根据要求而设计成n＋m冗余组合，使得即使m个模块失效致使输入端被短路后变换器仍然能正常可靠地运行。
3样机试验结果
3.1样机实现深海电气设备必须封装在耐腐蚀、耐高压的圆柱形腔体内（直径25cm×85cm）。为使变换器能够充分利用耐压腔体空间，变换器主电路分布在4块长条形电路板上，中间2块电路板尺寸为20cm×61cm，每块容纳1.5个模块，上、下2块电路板尺寸为14cm×61cm，每块分别布置一个模块，电路板间距为6cm。变换器的热源点主要集中在中部，而控制电路板为圆形（直径21cm），安装在主电路板架的右侧，使其远离热源。5块电路板固定在一个高强度的铝合金支架上，使得整个变换器外形近似圆柱状，充分利用了耐压腔体空间，同时金属支架的结构可以避免深海投放时产生的冲击和震动对变换器造成损坏。5个模块的电子元器件全部采用相同型号，其中主电路MOSFET开关管型号为IRFP460，开关频率50kHz，样机性能验证试验分步进行。
3.2半载启动和稳态运行特性输入电压为1800VDC（测试环境为空气，为防止过热，输入电压和负载低于最大值）；负载功率为800~1000W。图4为TDS3014C示波器测得的测试结果，其中曲线1、2分别为模块E、C的输入电压的一半量值，曲线3为变换器的输出电流。输入电压为手动旋钮调节，0s时开始上升，5s时上升到设定电压，在手动升压阶段，可见2个模块输入端的电压基本同步上升，但电压值不均等。5~6s区间，变换器的控制电路正在延时启动，而模块间输入电压有轻微变化，这是输入端的串联电容在自然状态下的均压平衡调整。由于电容参数差别较大（5%~10%），故2个模块的电压差也等比例变大。6s时，变换器启动瞬间，由于每个模块输入端具有一个二阶滤波器而使得2路电压工作在开关状态下时有明显波动，但均值趋于相等且稳定。启动瞬间，负载偏容性而有0.3s的电流超调。由图4可见，带半载的启动瞬间，即使启动前输入电容两端电压不一致，启动后模块输入电压也趋于相等；负载在800~1000W波动，不影响均压特性。模块E、C的电压值不完全相等是源于模块间的元器件参数不可能完全一致，但不影响稳态和动态运行的稳定性。图5为半载稳态下的驱动波形图，其中曲线1为控制器的输出脉冲波形，曲线2、3为经过隔离放大后的驱动波形，曲线4为移相180°后的驱动波形，驱动器频率为50kHz。由图可见，隔离放大后的驱动波形与控制器的波形的占空比一致，所有模块在同一占空比驱动下工作。同时，在半载稳态运行测试时进行了效率测量，其转换效率为85%~88%。
3.3冗余特性验证试验输入电压为1600VDC；负载电阻为300Ω。图6为TDS3014C示波器测得的测试结果，其中曲线1、2分别为模块E、C的输入电压的一半量值，曲线3为变换器的输出电流。为了验证变换器的冗余特性，在模块稳态运行过程中利用旁路机械开关将模块D的输入进行人为短接，则5个模块突变为4个模块。由图可见，在模块D短路瞬间，模块E、C的电压同步升高，平均上升幅度约1／4，这是由于输入电压在剩余的4个正常模块中重新均压。同时，输出电流几乎没有变化，具有良好的动态稳定性。同样，模块E和C的稳态电压不完全相等是源于2个模块的元器件参数不完全一致，当传输功率有所变化时，模块间的稳态电压差也有所变化，但不影响其冗余特性和稳态运行。
3.4整体系统应用测试将该变换器作为深海观测网样机系统上的高低压变换单元进行了水池试验，变换器封装在耐压钛合金腔体内，并在深海高压模拟试验仓进行了3000m水深压力（30MPa）的测试，压力保持21h无任何漏水现象。水池试验中，该变换器在水下实现2kV的输电电压到400V电压的变换，而一套低压电能分配管理系统（该电能分配管理系统与通信系统在本文没有展开阐述）可将400V电能二次变换为多种低压，如48V、24V等，为多种水下设备进行供电，总功率为400~610W，在进行了长达10d的水池试验中，该变换器能够给整个观测系统中所有设备和观测仪器提供连续、稳定、可靠的供电，实现了长时间、大功率的电能供给。
关键词：直流稳压电源线性电源开关电源基本类型
一、线性直流稳压电源
（一）晶体管串联式直流稳压电源。其在线性放大状态工作，具备反应快，电压稳定度高，负载稳定度高，输出纹波电压小，噪声较小等特点。针对电路技术而言，其控制电路使用元件较少。针对调整管的开关特性，滤波器的高频性能等要求较少，因此可靠性较高。其最大缺点是工作效率较低。只能通过降低调整管上的压降，减少调整管上的损耗来提高效率。具体解决策略为：一是PNP和NPN晶体管互补：串联式稳压电源输出电源电流较大时，通常调整管都要接成共集电极的达林顿组合管。因为在晶体管电参数相同情况下在保持电流放大倍数相等的情况下，互补连接的组合调整管的集射极压降减少了，因而电源的效率得到提高；二是偏置法：一般共集电极组合管集射间的压降一定程度上取决偏置电流。采用偏置连接法当输出电流一定时可以有效的提高电源效率；三是开关稳压器作前置予调节：在输入-输出电压差比较大，输出电流也比较大的场合，采用开关稳压器作串联式稳压器的前置予调节也是提高电源效率的有效办法。开关予调节还可以设置在电源变压器的原边。
（二）集成线性稳压器。集成稳压器在早期市场上应用较多，产量较大，主要分为半导体单片式集成稳压器、混合式集成稳压器两类。两类集成稳压器的电路形式、封装、电压、电流规格各不相同。集成稳压器分为定电压、可调、跟踪、浮动集成稳压器多种。然而无论何种形式，其大都由基准电压源、比较放大器、调整元件即功率晶体三极管和某种形式的限流电路组成。部分集成稳压器内部还有逻辑关闭电路和热截止电路。集成稳压器与由分立元件组成的稳压器比较，集成稳压器的优点非常明显，成本低，体积小，使用方便，性能好，可靠性高。
（三）恒流源网络稳压电源。恒流网络稳压是串联稳压电源的基本特点之一，其能够有效提高电源稳定性，在集成稳压器中应用较为广泛。分立元件组成的串联稳压器大都应用了恒流技术。应用晶体管场效应管与恒流二极管等元件能够实现恒流。恒流二极管在分立元件的串联稳压器中应用较为便利。
二、开关直流稳压电源
开关直流稳压电源主要指功率调整元件以“开、关”方式工作的直流稳压电源。早期的磁放大器开关直流稳压电源是利用铁芯的“饱和”、“非饱和”两种状态进行“开、关”控制，是一种低频磁放大器。此期间出现的可控硅相控整流稳压电源也属于开关直流稳压电源。之后，高频开关功率变换技术得以迅猛发展，出现了变换器方式的高频开关直流稳压电源。
（一）去除工频变压器。去除工频电源变压器而采用直接从电网整流输入方式，是开关电源减少体积和重量的重要举措之一。去除工频变压器已成为当代先进开关电源的基本特点。无工频变压器的开关电源与各种有工频变压器的直流稳压电源相比，其具有体积小、重量轻、效率高等优点。开关电源的电路形式已实现多种多样。从调制技术来看，其包括脉宽调制型、频率调制型、混合调制型几类，其中脉宽调制占绝大多数。目前出现了完全无变压器的开关电源，即连高频变换器都不需要。这种电源的最大特点是体积还可比现在的无工频变压器开关电源小的多，而且没有绕制的变压器等器件，能够集成电路工艺制作。
（二）提高开关电源频率。现代开关电源的最显著特点是开关频率不断提高，无论是晶体管开关电源、可控硅开关电源、场效应管开关电源，均在实现向高频化方向发展。随着功率IGBT和MOSFET的出现，开关电源的工作频率已从早期典型的20KHz逐步提高到兆赫范围甚至G赫范围。
（三）控制电路实现集成。早期开关电源的控制电路由分立元件构成，电路设计和调试维修都较为复杂，不利于开关电源的推广应用。为了适应开关电源的迅速发展，集成化的开关电源控制电路被研制成功，而且功能日益完善。开关电源控制电路集成化，极大地简化了开关电源的设计，提高了开关电源的电性能和可靠性，并且具有体积小、成本低等优点。
（四）关键元器件高频化。为适应开关电源快速发展需要，开关电源应用的主要元器件也在快速发展，高频化是其基本目标。开关电源中的开关元件-功率晶体管、可控硅、场效应管等均在提高工作频率上发挥着重要作用。特别是功率管IGBT复合管，MOSFET场效应管的出现，最为引人注目，其不仅把开关频率提高到1MHz-lGHz，并且具有开关特性好、驱动功率小、不存在二次击穿、避免热奔等特殊优点。此外，大电流肖特基势垒的出现极大地改善了低电压电流开关电源的整流效率，其具有开关速度快、反向恢复时间短，正向压降地等优点。在滤波过程中，电容器等器件也要在材料、结构工艺诸方面进行研制，以适应开关电源高频化需求。
（五）实现全数字化控制。开关电源的控制已从模拟控制，模数混合控制，发展为全数字控制阶段。全数字控制是未来的发展趋势所在，并且已在许多功率变换设备中得到广泛应用。然而，过去数字控制在DC/DC变换器中应用较少。近年来，开关电源的高性能全数字控制芯片已经逐步开发应用，欧美已有多家公司开发并制造出开关变换器的数字控制芯片及软件。全数字控制数字信号与混合模数信号相比能够标定更小量，芯片价格较低；针对电流检测误差能够实现精确数字校正，电压检测更为精准；能够实现快速灵活的控制设计等。
汽车整车智能考核系统中PC与智能主控板之间通过USR-WIFI232模块进行WIFI网络通信，智能主控板与USR-WIFI232模块通过RS-232通讯，智能主控板中多块电路板采用TWI总线通信，TWI总线通信最多可连接128个设备。汽车整车智能考核系统通信框图如图1所示。
2汽车整车智能考核系统硬件设计
汽车整车智能考核系统硬件部分由电源模块、RS-232通信接口、AD基准电压模块、故障设置模块、电压采集模块、电阻测量模块和TWI通信接口模块组成，汽车整车智能考核系统硬件框图如图2所示。（1）电源模块电源模块采用LM2576稳压电路，输入电压12V，输出电压5V，输出电流3A，电源输入最高电压为40V。电源模块电路图如图3所示。（2）RS-232通信接口模块用单片机和PC机通过串口进行通信，尽管单片机有串行通信的功能，但单片机提供的信号电平和RS-232的标准不一样，单片机逻辑电平：逻辑1为5V、逻辑0为0V，而RS-232逻辑电平：逻辑1为-3V～-15V、逻辑0为+3V～+15V。因此需要通过MAX232芯片进行电平转换。MAX232芯片电平转换电路图如图4所示。（3）AD基准电压模块为保证AD采集电压的稳定性，需提供一个稳定独立的基准电压源，从而保证AD采集电压的准确性，智能主控板中采用TL431并联稳压集成电路提供稳定的5V基准电压。TL431基准电压电路图如图5所示。（4）故障设置模块故障设置模块采用ULN2803达林顿管驱动器，驱动继电器，通过控制继电器，从而实现断路故障、虚接故障和短路故障，在汽车线路中串接继电器的常闭触电，当继电器不动作时，线路正常，当继电器动作时，可设置汽车线路的断路故障；在断路故障中控制断路故障继电器不定时断开或接通来实现虚接故障；在汽车线路中的传感器输出信号线中在不断开线路的基础上，通过继电器的常开触电把信号线与GND连接，当继电器不动作时，线路正常，当继电器动作时，可设置汽车传感器信号线的短路故障。智能主控板故障设置电路图，如图6所示，其中K1为断路故障继电器，K2为短路故障继电器。（5）电压采集模块电压采集模块采用ATmega16单片机自带的10位ADC模块，由于汽车电路采用的是12V电源，在发动机发动后最高电压可达到14.8V，通过电阻分压电路是AD采集电源在0～5V的范围内，选用200kΩ和100kΩ电阻串联，分压后的电压为被测电路的1/3。电压采集模块电路图如图7所示。
3汽车整车智能系统软件设计